Інтеггруюча та диференціюючи ланка на оп

На основі операційних підсилювачів можна будувати майже ідеальні інтегратори на які не поширюється обмеження U вих «Uвх. На рис. 4.47 показана така схема. Вхідний струм Uвх / R протікає через конденсатор С. У зв'язку з тим що инвертирующий вхід має потенційне заземлення, вихідна напруга визначається таким чином: Uвх / R = - C (dUвх / dt) або Uвх = 1/RC ∫ Uвхdt + const. Безумовно, вхідним сигналом може бути і струм, в цьому випадку резистор R не потрібен. Представленої тут схемі притаманний один недолік, пов'язаний з тим, що вихідна напруга має тенденцію до дрейфу, обумовленому зрушеннями ОУ і струмом зміщення (зворотного зв'язку по постійному струму, яка порушує правило 3 з розд. 4.08, тут немає). Це небажане явище можна послабити, якщо використовувати ОУ на польових транзисторах, відрегулювати вхідна напруга зсуву ОУ і вибрати великі величини для R і С. Крім того, на практиці часто вдаються до періодичного скидання в нуль інтегратора за допомогою підключеного до конденсатора перемикача (зазвичай на польовому транзисторі), тому грає роль тільки короткочасний дрейф. Як приклад розглянемо інтегратор, в якому використаний ОУ на польових транзисторах типу LF411 (струм зміщення становить 25 пА), налаштований на нуль (напруга зсуву становить не більше 0,2 мВ). Резистор і конденсатор вибрані так: R = 10 МОм і С = 10 мкФ; для такої схеми дрейф не перевищує 0,005 В за 1000 с.

Рис. 4.47. Інтегратор

Якщо залишковий дрейф як і раніше занадто великий для конкретного випадку використання інтегратора, то до конденсатора С слід підключити великий резистор R2, який забезпечить стабільне зміщення за рахунок зворотного зв'язку по постійному струму. Таке підключення призведе до ослаблення інтегруючих властивостей на дуже низькій частоті: ƒ <1/R2C. На рис. 4.48 показані інтегратори, в яких використані перемикачі для скидання на польових транзисторах і резистор стабілізації змішання. У схемах такого типу може знадобитися резистор зворотного зв'язку з дуже великим опором. На рис. 4.49 показаний прийом, за допомогою якого велике ефективне значення опору зворотного зв'язку створюється за рахунок резисторів з відносно невеликими опорами. Представлена ​​ланцюг зворотного зв'язку працює як один резистор з опором 10 МОм в стандартній схемі инвертирующего підсилювача з коефіцієнтом посилення по напрузі, рівним - 100. Гідність цієї схеми полягає в тому, що вона дозволяє використовувати зручні опору резисторів і не створює небезпеки через вплив паразитної ємності, яку завжди потрібно враховувати при роботі з великими резисторами. Відзначимо, що в схемі ідеального перетворювача струму в напругу (розд. 4.09) описаний вище прийом може призвести до збільшення ефективного вхідного напруги зсуву. Наприклад, якщо схема, показана на рис. 4.49, підключена до джерела з великим імпедансом (скажімо, на вхід надходить струм від фотодіода і вхідний резистор опущений), то вихідний зрушення буде в 100 разів перевищувати Uсдв. Якщо в тій же схемі є резистор зворотного зв'язку величиною 10 МОм, то вихідна напруга дорівнює Uсдв (зрушенням, обумовленим вхідним струмом, можна знехтувати).

Рис. 4.48. Інтегратори на основі ОУ з перемикачами для скидання.

Рис. 4.49.

Схемна компенсація витоку польового транзистора. Розглянемо інтегратор з перемикачем на польовому транзисторі (рис. 4.48). Струм витоку переходу стік-джерело протікає через суммирующий перехід навіть в тому випадку, коли польовий транзистор знаходиться в стані ВИКЛ. Ця помилка може бути переважаючою в інтеграторі в разі використання операційного підсилювача з дуже малим вхідним струмом і конденсатора з невеликою витоком. Наприклад, чудовий «електрометричний» ОУ типу AD549 зі входами на польових транзисторах має вхідним струмом величиною 0,06 пА (максимум), а високоякісний металізований тефлоновий або полістироловий конденсатор ємністю 0,01 мкФ володіє опором витоку величиною 107 МОм (мінімум). При таких умовах інтегратор, без обліку схеми скидання, підтримує на суммирующем переході прямий струм величиною нижче 1 пА (для гіршого випадку, коли вихідний сигнал становить 10 В подвійний амплітуди), що відповідає величині зміни dU / dt на виході, яка дорівнює 0,01 мВ с. Для порівняння подивіться, чому дорівнює витік такого популярного МОП - транзистора, як наприклад 2N4351 (в режимі збагачення). При Uіст-сток = 10 В і Uіст-затв = 0 У максимальний струм витоку дорівнює 10 нА. Іншими словами, витік польового транзистора в 10000 разів більше, ніж витік всіх інших елементів, взятих разо На рис. 4.50 показано цікаве схемне рішення обидва n-канальних МОП - транзистора перемикаються разом, проте транзистор Т1 перемикається тоді, коли напруга на затворі одно нулю і + 15 В, при цьому в стані ВИКЛ (напруга на затворі одно нулю) витік затвора (а також витік переходу стік-джерело) повністю виключається. У стані ВКЛ конденсатор як і раніше, розряджається, але при подвоєному Rвкл. У стані ВИКЛ невеликий струм витоку транзистора Т2 через резистор R2 стікає на землю, створюючи пренебрежимо мале падіння напруги. Через суммирующий перехід струм витоку не протікає. Так як до витоку стоку і підкладці транзистора Т1 докладено одне і теж напруга. Порівняйте цю схему зі схемою пікового детектора з нульовою витоком, наведеною на рис. 4. 40.

 

 

Диференціатор подібні інтеграторам, в них тільки міняються місцями резистор R і конденсатор С (рис. 4.51). Інвертується вхід ОП заземлений, тому зміна вхідної напруги з деякою швидкістю викликає поява струму I = C (dUвх / dt) а отже, і вихідної напруги Uвх = - RC (dUвх / dt). Диференціатор мають стабілізовану зсув, неприємності створюють зазвичай шуми і нестабільність роботи на високих частотах, що пов'язано з великим посиленням ОУ і внутрішніми фазовими зрушеннями. У зв'язку з цим слід послабляти дифференцирующие властивості схеми на деякій максимальної частоті. Зазвичай для цього використовують метод, який зображений на рис. 4.52. Компоненти R1 і С2, за допомогою яких створюється спад, вибирають з урахуванням рівня шуму і ширини смуги пропускання ОУ. На високих частотах завдяки резистору R1 і конденсатору С2 схема починає працювати як інтегратор.

Рис. 4.51. Рис. 4.52