Применение широкополосных сигналов для эффективного использования частотного диапазона и обеспечения скрытности (п. 1.5).

Применение широкополосных сигналов для борьбы с помехами. Применение широкополосных сигналов иногда позволяет эффективно бороться с различными помехами, спектр которых сосредоточен в значительно более узком диапазоне частот по сравнению с диапазоном, занимаемым спектром широкополосного сигнала.

Как уже неоднократно указывалось, помехоустойчивость оптимального приема в гауссовских каналах зависит от величины

(1.46)

где Е _b – энергия посылки длительностью τ₀; P ₀ – спектральная плотность шума на выходе коррелятора; Р _с – мощность широкополосного сигнала; Р _п – мощность шума; В – база сигнала.

Для широкополосных сигналов с большим значением базы (В >>1) требуемая величина h₀, при которой достигается заданная вероятность ошибки приема, может быть получена при малом входном отношении мощности сигнала к мощности шума. Это означает, что уровень сигнала на входе приемника оказывается значительно меньше уровня шума. Если ввести условную величину N _ос,характеризующую среднюю интенсивность мощности сигнала на единицу полосы, то для сигнала с большой базой можно записать условие

Чем больше база сигнала, тем сильнее посылка «замаскирована» в шумах. При таких условиях обнаружить сам факт работы системы затруднительно. Так как мощность сигнала в такой системе распределена в широкой полосе частот, то ее интенсивность мала и такой сигнал практически не создает сколь-нибудь заметных помех системам, в которых используются значительно более узкополосные сигналы. Работа систем с узкополосными сигналами также не окажет существенного влияния на работу систем с широкополосными сигналами, если применять фильтрацию той части спектра широкополосного сигнала, где действует узкополосный сигнал. Потеря мощности широкополосного сигнала из-за такой фильтрации определяется соотношением

где – ширина спектра узкополосного сигнала.

При большой базе эти потери незначительны и не приводят к заметному уменьшению величины напряжения после оптимальной обработки широкополосного сигнала.

Таким образом, применение широкополосных сигналов открывает возможность одновременной работы в одном и том же диапазоне частот узкополосных и широкополосных систем без заметного влияния их друг на друга (частотная совместимость систем).

На рисунке 1.29 представлена зависимость базы ШПС B от отношения сигнал-помеха на входе ρ² дБ при значениях , равных 10, 20 и30 дБ, построенные согласно (1.46). Например, если необходимо иметь =20дБ, а на входе приемника ρ² = -40 дБ, то требуемая база должна быть равна 60 дБ, т. е. В =10⁶.

Рисунок 1.29 - Зависимость базы ШПС от отношения сигнал – помеха

на выходе приёмника

Соотношение (1.46) является фундаментальным в теории систем связи с ШПС. Они получены для помехи в виде белого шума с равномерной спектральной плотностью мощности в пределах полосы частот, ширина которой равна ширине спектра ШПС. Вместе с тем эти соотношения справедливы для широкого круга помех (узкополосных, импульсных, структурных), что и определяет их фундаментальное значение.

Применение сложных сигналов для улучшения эффективности использования отведенного диапазона частот. Непрерывное увеличение числа различных систем связи делает особенно важной задачу рационального использования отведенных диапазонов частот. Наиболее распространенным до сих пор методом использования диапазона частот, выделенного для определенного класса систем, является метод частотной селекции сигналов. В соответствии с этим методом каждой системе выделяется определенный поддиапазон частот в пределах общего выделенного диапазона и разделение сигналов разных систем достигается их частотной селекцией.

Сложные сигналы можно разделять не только по частоте, но и по форме [11]. Разделение по форме (кодовое или структурное разделение) основано на корреляционных свойствах ансамбля сложных сигналов, различающихся тонкой структурой (формой), обусловленной расположением последовательности элементов, образующих эти сигналы. Хорошие корреляционные свойства ансамбля сложных сигналов позволяют успешно использовать такие сигналы в системах, работающих одновременно в одном и том же диапазоне частот.

Выясним, при каких условиях такое применение сложных сигналов может улучшить эффективность использования отведенного диапазона частот по сравнению со случаем частотной селекции.

Пусть в отведенном диапазоне частот ∆ f _общ необходимо организовать разветвленную сеть связи, позволяющую каждому из N абонентов в любое время связаться с любым другим абонентом.

При частотном уплотнении каждому абоненту выделяется полоса частот ∆ f _к, а для улучшения условий селекции этих полос вводятся защитные полосы ∆ f _защ. Тогда

где – коэффициент, учитывающий введение защитной полосы.

При уплотнении по форме (кодовое или структурное уплотнение) все N абонентов используют весь отведенный диапазон.

Для сравнения эффективности использования полосы в первом и втором случаях воспользуемся критерием удельных затрат полосы. Тогда

где C _Ii и C _IIi – пропускная способность по i -му каналу в первом и втором слу-

чаях соответственно.

Далее для простоты будем полагать, что эти значения не зависят от номера канала, и обозначим их C _Ik и C _IIk. Очевидно, что условием лучшей эффективности систем со сложными сигналами является

(1.47)

 

Для конкретизации этого условия воспользуемся формулой Шеннона. При этом будем считать, что мощность сигнала и спектральная плотность шума в обоих случаях одинаковы. Тогда

С учётом (2.48) условие (2.47) принимает вид

(1.49)

где .

Эта величина определяет отношение сигнал/шум на входе приемника системы со сложными сигналами. Для таких сигналов А <1. Так как отношение логарифмов не зависит от их основания, то, перейдя к натуральным логарифмам и использовав разложение (при ), получим

(1.50)

Исследование этого условия показывает, что оно выполняется, начиная со значений

(1.51)

Величину обычно выбирают в пределах 0,1…0,3. Принимая = 0,2 и учитывая выражение для А, получаем из (2.51) следующее условие:

(1.52)

Это условие определяет минимальное число каналов, начиная с которого система со сложными сигналами эффективнее использует полосу, чем системы с простыми сигналами. Чем меньше отношение сигнал/шум (чем больше база сигнала), тем при большем числе каналов начинается улучшение.

Примерами систем, эффективно использующих выделенный диапазон частот, могут служить различные дискретно-адресные системы с вызовом произвольного абонента, спутниковые системы связи со свободным доступом и т. п. Такие системы позволяют осуществлять связь между большим числом различных абонентов в любое необходимое время, т. е. эти системы являются несинхронными. Очень часто подобные системы называют асинхронно-адресными. Так как асинхронно-адресные системы, работающие в одном и том же диапазоне частот, могут создавать друг другу взаимные помехи, одной из основных проблем при их разработке является проблема выбора сигналов. Эти сигналы должны принадлежать к ансамблю с «хорошими» корреляционными свойствами (обеспечивать малые значения взаимокорреляционных функций по сравнению с основным пиком автокорреляционных функций). Для этого часто используют многочастотные составные сигналы, получаемые частотно-временным кодированием. Применение таких сигналов позволяет упростить приемно-передающую аппаратуру систем.

Обычно передачу цифровой информации в асинхронно-адресных системах ведут двоичными сигналами. Поэтому из выбранного ансамбля каждой системе выделяется один (при передаче с пассивной паузой) или два (при передаче с активной паузой) сложных сигнала. Эти же сигналы одновременно исполняют роль «адреса» данной системы. Каждое приёмное устройство может быть настроено на «адрес» любой системы, с которой необходимо установить связь.

Получить ансамбль большого числа сигналов, обладающих «хорошими» корреляционными свойствами, затруднительно. Поэтому некоторые сигналы могут давать заметные значения взаимокорреляционных функций. Если число одновременно работающих систем достаточно велико, то уровень помех на выходе коррелятора или оптимального фильтра приемника может быть значительным, так как он пропорционален сумме взаимокорреляционных функций сигналов работающих систем. Такие взаимные помехи являются основным фактором, ухудшающим качество передачи информации в адресных системах. Для ослабления их в подобных системах часто применяют определенную дисциплину работы. Если число активных систем возрастает настолько, что уровень взаимных помех становится недопустимым, то определенная часть систем должна прекращать работу.

Скрытность системы связи. Это способность противостоять обнаружению и измерению параметров. Скрытность – понятие очень ёмкое, так как включает в себя большое множество особенностей обнаружения ШПС и измерения их параметров. Поскольку обнаружение ШПС и измерение параметров возможны при различной первоначальной осведомленности (априорной неопределенности) о системе связи, то можно указать только основные соотношения, характеризующие скрытность. Когда известно, что в данном диапазоне частот может работать система связи, но параметры ее неизвестны, то в этом случае можно говорить об энергетической скрытности системы связи, так как ее обнаружение возможно с помощью анализа спектра (энергетическое обнаружение). Характеристика обнаружения (вероятности ложной тревоги и пропуска сигнала) полностью определяется отношением сигнал-помеха на входе приемника-анализатора ρ²= Р _с/ Р _п, где помеха представляет собой собственный шум приёмника , а k – постоянная Больцмана, Т ₀ – температура окружающей среды, N _ш – коэффициент шума приёмника. Время обнаружения ШПС при условии ρ²<<1 приближенно определяется соотношением или

(1.53)

где размерная постоянная зависит как от шумовых свойств приемника, мощности сигнала на входе, так и от требуемого отношения сигнал-помеха на выходе q ². Таким образом, чем шире ширина спектра ШПС, тем больше время обнаружения, тем выше энергетическая скрытность системы связи.

Таким образом, чем шире спектр ШПС и чем больше его база, тем выше как энергетическая, так и параметрическая скрытность, Для борьбы с радиоразведкой в помехозащищённых системах связи применяют также смену ШПС. Частота смены ШПС, их выбор из некоторого ансамбля (системы сигналов) определяется многими требованиями к системе связи и не может быть однозначно определен. Однако полагают, что число сигналов в системе (или объем системы сигналов) должно быть много больше базы ШПС. Можно предположить, что для помехозащищённых систем связи объем системы сигналов L определяется степенным законом:

L B ^m, (1.54)

где m – некоторое число, по крайней мере удовлетворяющее условию ,
хотя для работы может использоваться гораздо меньшее число ШПС.

Следовательно, использование ШПС повышает помехоустойчивость и скрытность системы связи, т.е. её помехозащищенность. Как следует из материалов печати, ШПС используют в спутниковых системах связи, в авиационных системах связи, в радиорелейных линиях, в спутниковых навигационных системах и мобильных системах связи.

3. Трехуровневое кодирование и декодирование (рис. 2.5; 2.6; 2.7). Показать на примере F (x) = 101100011101.

Как следует из ранее сказанного, для надежного восстановления синхросигнала приемником желательно так закодировать данные, чтобы сигнал в линии изменялся как можно чаще, в идеальном случае - в каждом битовом интервале. Одно из таких решений с использованием трехуровневого кодирования сигнала предложено в [64]. Между двумя проводами линии может присутствовать отрицательное, нулевое или положительное напряжение или U = - 1, U = 0, U = +1. Данное решение интересно тем, что созданы гарантии изменения уровня сигнала при переходе от одного битового интервала к другому независимо от вида передаваемой последовательности битов, что подтверждается временной диаграммой рисунок 2.5.

 

Рисунок 2.5 - Временная диаграмма сигнала в линии

В этой диаграмме встречаются все сочетания соседних битов (00, 01, 10, 11) и их однородные цепочки (1111 и 000). Тем не менее сигнал всегда изменяется при переходе от одного битового интервала к другому. На первый взгляд, неясно, каким образом достигнут столь примечательный результат.

Переходы передатчика между тремя возможными состояниями можно проследить по диаграмме, приведенной на рисунок 2.6.

Рисунок 2.6 - Диаграмма состояний передатчика

Передатчик может находиться в трех состояниях, выделенных кружками. Эти состояния обозначены в соответствии с принятыми ранее сокращениями (см. рисунок 2.5).

Стрелками обозначены переходы из одного состояния в другое. Цифра 0 или 1 около стрелки соответствует значению очередного бита данных. Из рисунка следует, что при передаче цепочки битов 111…1 траектория переходов по диаграмме соответствует движению по часовой стрелке, а при передаче цепочки 000...0 - движению в обратном направлении. Передача случайных данных сопровождается "блужданием" между тремя состояниями. Существенно, что не бывает ситуаций, при которых одно и то же состояние повторяется в соседних тактах.

Декодирование сигналов в приемнике поясняется той же диаграммой, что и предыдущая, но с несколько иной интерпретацией событий (рисунок 2.7).

Рисунок 2.7 - Диаграмма состояний приемника

Предположим, что ранее принятое и текущее состояния трехуровневого сигнала соответствуют показанным на рисунке 2.7. Непосредственный переход между этими состояниями возможен только по одному пути, который соответствует приему единичного бита.

Особенность этой схемы кодирования - декодирования состоит в том, что при передаче цепочки битов вида 010101... все импульсы будут иметь одинаковую полярность, зависящую от предыстории. Это означает, что в сигнале появится постоянная составляющая, что для многих систем недопустимо. Чтобы избежать этого, можно применить скремблирование данных на входе передатчика и их дескремблирование на выходе приемника. Напомним, что применение этих операций позволяет получить псевдослучайный поток битов, в котором устранены нежелательные закономерности их чередования.

 

Экзаменационный билет № 26

1. требования, предъявляемые к псп (п. 1.3.1). схема генератора f (x)= x ⁴+ x +1. показать процесс формирования м-последовательности, если начальные условия 010.

Псевдослучайные бинарные последовательности применяются для различных целей. Наиболее распространенными являются: защита передаваемых данных от несанкционированного доступа; разравнивание спектра сигнала и повышение надежности синхронизации приемника с источником передаваемых по линии данных; формирование широкополосных сигналов.

В общем случае к ПСП, используемым для расширения спектра сигналов, предъявляются следующие требования:

– большой объем ансамбля последовательностей, формируемых с помощью единого алгоритма;

– «хорошие» авто- и взаимно-корреляционные свойства последовательностей, входящих в состав ансамбля;

– сбалансированность структуры, то есть число единиц и нулей в ней должно отличаться не более чем на один символ;

– максимальный период для заданной длины регистра сдвига, формирующего последовательность;

– непредсказуемость структуры последовательности по ее неискаженному сегменту ограниченной длины.

В соответствии с алгоритмами формирования различные ПСП можно классифицировать на линейные, нелинейные, комбинированные и каскадные.

Псевдослучайной бинарной последовательностью длительностью называют последовательность, сформированную по определенным правилам из дискретных элементов 0 и 1 так, чтобы ее корреляционные свойства были близки к соответствующим свойствам шумовой реализации такой же длительности. Такие последовательности в литературе часто называют М-последовательностями, а величину N- длиной (периодом) последовательности.

Значение вектора полностью определяет структуру автомата формирования ПСП: если , то выход ячейки с номером i к цепи ОС не подключён; при - подключён. Пусть путь k=4 и a=[11001], т.е.:

(1.15)

(1.16)

В данной схеме выходы триггеров DD1 и DD4 заведены на вход сумматора М2 DD0 и образуют сигнал обратной связи.

Рисунок 1.12 – Схема генератора с

Формируется последовательность, снятая с выхода ячейки DD4 М = [00100011110101, 00100011110101… 0100…] с периодомN=15.

Состояние ячеек регистра при начальных условиях 0100:

 

 

Номер такта	Состояние ячеек	Выход	№	Состояние ячеек	Выход
DD1	DD2	DD3	DD4		DD1	DD2	DD3	DD4
							•	•	•	•	•

 

Зеркальный многочлен степени k по отношению к исходному определяется с помощью выражения

. (1.21)

Например, для

(1.22)

 

2. Линейные коды (рис. 2.3; 2.4; табл. 2.1).

Униполярный код NRZ. Простейшим линейным кодом является униполярный код типа NRZ (Non Return to Zero), показанный на рисунке 2.2, а. В этом коде нули представлены отсутствием импульса (напряжение, близкое нулю), а единицы - наличием импульса (некоторое положительное напряжение). Этот код имеет четыре недостатка.

- Средняя мощность, выделяемая на нагрузочном резисторе R (на рисунке не показан), равна А²/2R, где А -амплитуда импульса напряжения. Число 2 в знаменателе дроби соответствует равновероятному появлению лог. 0 и лог. 1 в потоке данных. Результат неутешительный. Резистор R рассеивает тепловую энергию в два раза интенсивнее, чем при биполярном кодировании (см. рисунок 2.2, б) при той же амплитуде сигнала, равной А.

 

Рисунок 2.2 - Наиболее распространенные линейные коды:
а - униполярный код NRZ; б-биполярный код NRZ; в-код Манчестер-П;
г-код AMI; д-код B3ZS; е-код B6ZS; ж - код HDB3;
затемненными прямоугольниками выделены "заготовки"

- Униполярные сигналы всегда содержат постоянную составляющую и значительную долю низкочастотных компонентов в спектре при передаче длинных последовательностей единиц. Это препятствует передаче сигналов через трансформаторы или конденсаторы.

- Ретрансляторы и приемники надежно восстанавливают синхронизирующую временную сетку только тогда, когда паузы между изменениями сигнала не слишком велики. Изменение сигнала после незначительной паузы позволяет всякий раз корректировать "ход часов" ретранслятора или приемника. С увеличением паузы надежность "службы времени" падает. Например, после передачи серии из 10 тыс. нулей приемник, вероятнее всего, не сможет точно определить, находится ли последующая единица на позиции 9999, 10000 или 10001. То же относится и к передаче длинных цепочек из лог. 1. Другими словами, при передаче достаточно большой последовательности нулей или единиц приемник (или ретранслятор) теряет синхронизацию с передатчиком (или ретранслятором).

- Отсутствует возможность оперативной регистрации ошибок, таких как пропадание или появление лишних импульсов из-за помех.

Биполярный код NRZ. Биполярный сигнал NRZ (рисунок 2.2, б) по сравнению с униполярным обладает лучшими энергетическими характеристиками. Единица представлена положительным уровнем напряжения, нуль - отрицательным. Нагрузочный резистор R в данном случае постоянно рассеивает тепло, так как на нем независимо от передаваемого кода присутствует напряжение А/2 той или иной полярности. Средняя мощность, выделяемая на нагрузочном резисторе, равна (A/2)²/R = A²/4R, т. е половине средней мощности униполярного сигнала, хотя перепад уровней тот же самый.

Так что первый из отмеченных ранее недостатков униполярного сигнала NRZ в какой-то мере удалось устранить. Остальные три недостатка сохраняются. Для их ликвидации необходимо введение избыточности одним из двух способов:

- скорость передачи сигналов по линии выбирается большей, чем скорость передачи информации, без использования дополнительных электрических уровней сигналов;

- скорость передачи сигналов по линии выбирается равной скорости передачи информации, но вводятся дополнительные электрические уровни сигналов.

Код Манчестер-П (код PE). Примером кода с избыточностью, введенной согласно только что упомянутому первому способу, является код Манчестер-П. Форма биполярного сигнала при передаче кода Манчестер-П показана на рисунке 2.2, в. Единица кодируется отрицательным перепадом сигнала в середине битового интервала, нуль - положительным перепадом.

С помощью кода Манчестер-П решаются сразу все отмеченные ранее проблемы. Поскольку число положительных и отрицательных импульсов на любом достаточно большом отрезке времени равно (отличается не более чем на один импульс, что не имеет значения), постоянная составляющая равна нулю.

Подстройка часов приемника или ретранслятора производится при передаче каждого бита, т. е. снимается проблема потери синхронизации при передаче длинных цепочек нулей или единиц.

Спектр сигнала содержит только две логические составляющие: F и F/2, где F-скорость передачи информационных битов. Наличие лишь двух (а не трех или более) электрических уровней сигнала позволяет надежно их распознавать (хорошая помехозащищенность).

Критерием ошибки может являться "замораживание" сигнала на одном уровне на время, превышающее время передачи одного информационного бита, поскольку независимо от передаваемого кода сигнал всегда "колеблется" и никогда не "замирает". Но за эти чрезвычайно полезные качества приходится платить расширением полосы пропускания связной аппаратуры. Поэтому код Манчестер-П широко используется там, где частотные ограничения не являются определяющими.

Код AMI. Второй способ введения избыточности связан с добавлением дополнительных электрических уровней, в простейшем случае - третьего, "нулевого", уровня.

На рисунке 2.2, г представлена форма сигнала с попеременной инверсией знака, так называемого AMI сигнала (Alternative Mark Inversion). Нули кодируются отсутствием импульсов, а единицы - попеременно положительными и отрицательными импульсами. Постоянная составляющая сигнала AMI равна нулю. Поэтому при передаче длинной последовательности единиц синхронизация не теряется. Обнаруживаются ошибки, нарушающие правильную последовательность знакочередующихся сигналов.

Синхронизация нарушается при передаче длинной последовательности нулей, как и в коде NRZ.

Коды BNZS, HDB3. Потеря синхронизации при передаче длинной последовательности нулей предотвращается так: цепочки нулей передатчик заменяет определенными "заготовками", которые представляют собой "отрезки" стандартных временных диаграмм. Коды AMI, в которых цепочка из N нулей заменяется определенной подстановкой, называются BNZS-кодами (Bipolar with N Zeroes Substitution).

В коде B3ZS (рисунок 2.2, д) каждые три последовательных нуля подменяются либо комбинацией B0V, либо 00V. Символ В обозначает импульс, который отвечает правилам кодирования AMI, символ V - импульс, который нарушает правила кодирования AMI (совпадает по полярности с предыдущим). Выбор одной из этих двух "заготовок" проводится так, чтобы, во-первых, число импульсов В между двумя последовательно расположенными импульсами V было нечетным, и, во-вторых, чтобы полярность импульсов V чередовалась.

В коде B6ZS (рисунок 2.2, е) каждые шесть последовательных нулей подменяются комбинацией 0VB0VB.

Коды BNZS получили широкое распространение в компьютерных сетях США и Канады: линии Т1 - 1,544 Мбит/с, Т1С - 3,152 Мбит/с, LD-4 - 274,176 Мбит/с, Т4-274,176 Мбит/с. В странах Западной Европы широко используется код HDB3 для работы на скоростях 2,048 и 8,448 Мбит/с. Этот код очень похож на BNZS, поскольку максимально допустимое число нулей, стоящих в цепочке, равно трем.

Каждые четыре последовательных нуля подменяются комбинацией 000V либо B00V. Выбор той или иной комбинации проводится так, чтобы, во-первых, число импульсов В между двумя последовательными импульсами V было нечетным, и, во-вторых, чтобы полярность импульсов V чередовалась (рисунок 2.2, ж).

Существуют также другие распространенные коды, такие как CMI, PST, 4B3T и т. п. Все они являются разновидностями кодов AMI и созданы с целью минимизации требований к полосе пропускания каналов связи и увеличения обнаруживающей способности по отношению к ошибкам при передаче информации.

RZ – Return to Zero (возврат к нулю). Цифровые данные (рисунок 2.3) представляются следующим образом:

– биты 0 представляются нулевым напряжением (0 В);

– биты 1 представляются значением +U в первой половине и нулевым напряжением во второй, т.е. единице соответствует импульс напряжения продолжительностью передачи одного бита данных.

Этот способ имеет два преимущества по сравнению с кодированием NRZ:

– средний уровень напряжения в линии составляет 1/4U (вместо 1/2U);

– при передаче непрерывной последовательности 1 сигнал в линии не остаётся постоянным.

Рисунок 2.3 - Примеры линейных кодов

Однако при использовании кодирования RZ полоса сигнала может достигать значений, равных скорости передачи данных (при передачи последовательности 1).

CDP - Conditional Diphase. Этот способ является комбинацией алгоритмов NRZI и РЕ и использует следующие представления битов цифрового потока:

– биты 0 представляются переходом напряжения в том же направлении, что и для предшествующего бита (от +U к -U или от -U к +U);

– биты 1 представляются переходом напряжения в направлении, противоположном предшествующему биту (от +U к -U или от -U к +U).

Такой код стандартизован для использования в отечественном стыке С1И (С1-ФЛ-БИ).

Этот способ обеспечивает формирование неполярного сигнала, который занимает достаточно широкую полосу.

Наиболее широкое распространение получили двухуровневые линейные коды с удвоением скорости передачи класса 1В2В (преобразование группы из одного двухуровневого символа в группу из двух двухуровневых символов), обладающие высокой помехозащищенностью, простотой преобразования и выделения тактовой частоты. Однако частота следования импульсов таких кодов, а, следовательно, и требуемая полоса частот передачи вдвое превышает частоту следования исходной двоичной последовательности. К таким кодам кроме перечисленных выше относятся коды DMI, CMI, NEW, код Миллера (М), М², и ряд других менее популярных.

Энергетические характеристики ряда линейных кодов приведены на рисунке 2.4, где f_t – тактовая частота следования исходных двоичных символов. Эти спектры позволяют судить о частотной эффективности и свойствах синхронизации наиболее популярных линейных кодов.

В последнее время к способам цифровой модуляции (впрочем, как и к аналоговой) предъявляются повышенные требования по эффективности использования задействованной полосы частот. Другими словами, такие способы должны обеспечивать передачу большего количества бит на 1 Бод и, следовательно, на 1 Гц используемой полосы. С такой точки зрения наиболее предпочтительно использование алфавитных кодов (mВnВ, mBnT, mBnQ) с большими значениями отношения бит/Бод (m/n), например, 2В1Q.

Логический код 4В/5В. Для улучшения потенциальных кодов типа AMI, NRZI или 2В1Q используют другие избыточные логические коды. Логическое кодирование должно заменять длинные последовательности бит, приводящие к постоянному потенциалу в среде передачи данных, вкраплениями единиц. Как отмечалось выше, для логического кодирования характерны два метода – избыточные коды и скремблирование. Например, избыточный логический код 4В/5В, используемый в технологиях FDDI и Fast Ethernet, заменяет исходные символы длиной 4 бит на символы длиной в 5 бит. Так как результирующие символы содержат избыточные биты, то общее количество битовых комбинаций в них больше, чем в исходных. Так, в коде 4В/5В результирующие символы могут содержать 32 битовых комбинации, в то время как исходные символы – только 16. Поэтому в результирующем коде можно отобрать 16 таких комбинации, которые не содержат большого количества нулей, а остальные считать запрещенными кодовыми комбинациями. Кроме устранения постоянной составляющей и придания коду свойства самосинхронизации, избыточные коды позволяют приемнику распознавать искаженные биты. Соответствие двоичного кода коду 4В/5В представлено в таблице 2.1. Код 4В/5В передается по линии с помощью физического кодирования по одному из методов потенциального кодирования, чувствительному только к длинным последовательностям нулей. Символы кода 4В/5В длиной 5 бит гарантируют, что при любом их сочетании на линии не могут встретиться более трех нулей подряд. Буква В в названии кода означает, что элементарный сигнал имеет 2 состояния (от английского binary – двоичный). Существуют коды и с тремя состояниями сигнала, например, в коде 8В/6Т для кодирования 8 бит исходной информации используется код из 6 сигналов, каждый из которых имеет три состояния. Избыточность кода 8В/6Т выше, чем у кода 4В/5В, так как на 256 исходных кодов приходится 3⁶ = 729 результирующих символов, поэтому 473 состояния считаются запрещенными.

Использование для перекодировки таблицы, аналогичной таблице 2.1, является простой операцией, поэтому это не усложняет сетевые адаптеры и интерфейсные блоки коммутаторов и маршрутизаторов.

 

Рисунок 2.4 – Нормированные энергетические спектры линейных сигналов.

Таблица 2.1. - Соответствие двоичного кода коду 4В/5В

Двоичный код	Код 4В/5В	Двоичный код	Код 4В/5В

Для обеспечения заданной пропускной способности линии передатчик, использующий избыточный код, должен работать с повышенной тактовой частотой. Так, для передачи кодов 4В/5В со скоростью 100 Мбит/с необходима тактовая частота передатчика 125 МГц. При этом спектр сигнала на линии расширяется по сравнению со случаем, когда по линии передается чистый, неизбыточный код. Тем не менее, спектр избыточного потенциального кода оказывается уже спектра манчестерского кода, что оправдывает дополнительный этап логического кодирования, а также работу приемника и передатчика на повышенной тактовой частот

3. Структурная схема передающей части УЗО (рис. 7.1).

Передающая часть содержит следующие устройства: блок проверки преобразования информации (БППИ), буферный накопитель (БН), датчик номера блока (ДНБ), датчик служебных комбинаций (ДСК), кодер, формирователи сигналов обмена с ООД и УПС (ФС01 и ФС02), блок начальной установки (БНУ), устройство управления (УУ), формирователь тактовых импульсов (ФТИ), блок аварийной сигнализации и индикации (БАСИ), счетчик числа повторных запросов (СПЗ), анализатор обратного канала связи (АОКС).

Основным блоком УЗО является УУ, которое управляет работой всех остальных блоков. Управляющие воздействия на выходе УУ вырабатываются на основе анализа входящих сигналов и зависят от режима работы УЗО и временной позиции в пределах синхронизирующего или информационного блока. Оно представляет собой управляющий автомат, выполненный на основе жесткой или программируемой логики. УУ с жесткой логикой обычно строится на основе распределителей импульсов, а программируемые – на основе микропроцессорной техники. Переключение УУ происходит под действием тактовых импульсов, формируемых ФТИ, которые могут быть использованы для синхронизации УПС. В ФТИ также предусматривается возможность синхронизации от тактовых импульсов устройства преобразования сигналов (УПС).