Теоретические сведения для выполнения РГР

Двухтактные каскады. Двух­тактными называют каскады, содержащие два усилительных элемента (УЭ), работающие на общую нагрузку, выходные токи которых сдвинуты по фазе на 180°. Каждый УЭ с соответствующими цепями образует плечо двухтактного каскада. Обычно говорят, что плечи двухтактного каскада работают в противофазе.

Разновидности принципиальных схем. В за­висимости от способа управления УЭ двухтактные каскады делятся на три типа.

Каскады с параллельным управлением однофазным входным напря­жением. В таких каскадах входной сигнал подается сразу на оба плеча схемы от одного источника сигнала, создающего однофазное напряже­ние, т. е. возбуждение двухтактного каскада ведется от обычного однотактного каскада. Для противофазной работы плеч в каскадах с парал­лельным возбуждением требуются транзисторы с различным типом про­водимости в плечах (p-n-p и n-p-n). Каскады с первым типом управле­ния широко применяются в бестрансформаторных усилителях, которые далее будут рассмотрены.

Каскады с параллельным управлением двухфазным напряжением сразу двух плеч двухтактной схемы от одного источника сигнала. В та­ких каскадах используются однотипные УЭ. Для получения двухфаз­ного напряжения сигнала используются либо специальные фазоинверсные каскады, либо трехобмоточные трансформаторы. Каскады второго типа обычно используются в трансформаторных усилителях.

Каскады с последовательным управлением однофазным напряже­нием. В этих каскадах напряжение от источника сигнала подается на вход первого, ведущего плеча, с выхода которого сигнал прикладыва­ется к входу второго ведомого плеча. В каскадах третьего типа исполь­зуются УЭ с одинаковым типом проводимости, выходная цепь, как пра­вило, бестрансформаторная.

В двухтактных трансформаторных транзисторных каскадах первых двух типов обычно используются схемы включения с ОЭ и ОБ, в бест­рансформаторных — схемы с ОЭ и ОК. При этом возможны режимы как A, так и B. В каскадах третьего типа используются схемы включе­ния транзисторов с ОЭ, реже с ОК; при этом можно применять лишь ра­боту УЭ в режиме A.

Двухтактные бестрансформаторные каскады. Наличие трансформатора в выходной цепи УЭ приводит к ряду существенных недостатков: увеличиваются вноси­мые им частотные, фазовые, переходные и нелинейные искажения; в трансформаторе теряется часть мощности сигнала, что уменьшает КПД каскада; затрудняется введение в усилительный каскад глубокой ООС; невозможно выполнить каскад по интегральной технологии; транс­форматоры громоздки, имеют большую массу и т. д. Этих недостатков нет в усилительных каскадах с непосредственным включением нагруз­ки в выходную цепь УЭ. Однотактные каскады, на практике обычно не используются из-за очень низкого КПД, Широкое распространение получили транзисторные бестрансформа­торные двухтактные каскады, особенно в связи с возможностью реали­зации таких каскадов в виде ИМС.

Схема с параллельным управлением двух­фазным напряжением (простейший двухтактный бестранс­форматорный каскад) представлена в упрощенном виде для переменно­го тока без учета цепей смещения на рис. 1. Транзисторы VI и V2 имеют одинаковую проводимость и включены по схеме с ОЭ. Входные напряжения u_вх1 и u_вх2 равны по амплитуде и противоположны по фазе; мгновенная полярность этих напряжений, принятая при дальнейших рассмотрениях, показана на схеме. Поскольку переменные состав­ляющие выходных токов транзисторов i_к1 и i_к2 противофазны из-за различной полярности напряжений u_вх1 и u_вх2 и текут в нагрузке в разные стороны, то результирующий ток сигнала в нагрузке будет ра­вен сумме токов i_к1 и i_к2, что свойственно двухтактной схеме. Постоян­ная составляющая тока через R_н равна нулю, так как токи I_ср1 и I_ср2 в нагрузке, протекая навстречу друг другу, взаимно компенсируются. Преимущество усилительного каскада по схеме
рис. 1 в отсут­ствии выходного трансформатора. Но наличие сложного входного трансформатора существенно уменьшает достоинства этой схемы. Вход­ной трансформатор
можно исключить, если использовать для создания противофазных напряжений инверсный каскад с разделенной нагруз­кой. Однако в конструктивном отношении такой вариант неудобен, особенно при изготовлении по интегральной технологии, так как содер­жит довольно много конденсаторов большой емкости.

Схема с параллельным управлением од­нофазным напряжением (рис. 2). В такой схеме уда­ется сделать входной трансформатор более простым: управление обо­ими плечами осуществляется одновременно одним однофазным напря­жением u_вх. При этом проводимости транзисторов должны быть раз­личными: транзистор VI имеет проводимость p-n-p, а транзистор V2 — n-p-n. Транзисторы в каскаде включены по схеме с ОЭ. При работе, например, в режиме B транзистор VI открывается отрицательным на­пряжением на базе, a V2 — положительным. Следовательно, схема рис. 2 двухтактная, поскольку в течение каждого полупериода сиг­нала один транзистор открыт, а другой закрыт. Токи I_ср1 и I_ср2 обоих транзисторов в нагрузке текут навстречу друг другу и взаимно ком­пенсируются. Поскольку через нагрузку R_н постоянная составляющая выходного тока I_ср не протекает, нагрузку можно подключить к об­щему проводу через конденсатор С_р, при этом оба источника питания можно объединить в один. В полученной схеме осуществляется после­довательное питание транзисторов по постоянному току, ток протека­ет через оба транзистора и источник питания Е. Переменные состав­ляющие токов плеч i_к1 и i_к2 в нагрузке складываются. Схема рис. 2 называется схемой с дополнительной симметрией.

Поскольку двухтактный каскад по схеме рис. 2 при работе как в режиме А, так и в режиме В управляется однофазным напряжением, его можно получить от обычного резисторного каскада с транзистором, включенным по схеме с ОЭ. При этом входной трансформатор можно исключить. Принципиальная схема такого каскада на одиночных комплементарных транзисторах (пара комплементарных транзисторов ис­пользует сочетание транзисторов n-p-n и p-n-p типа), являющаяся основой для схем современных бестрансформаторных каскадов, по­казана на рис. 3. Одна из особенностей этой схемы — непосредствен­ная связь между каскадами, при этом разделительные конденсаторы между каскадами отсутствуют, что облегчает микроминиатюризацию усилителя. Выходные токи плеч протекают так же, как в каскаде по схеме рис. 2. Отличие состоит в том, что в рассматриваемом каскаде входное напряжение прикладывается между базой транзистора V3 и общим проводом, при этом транзисторы V2 и V3 оказываются включен­ными по схеме с ОК (в схеме рис. 2 транзисторы включены по схеме с ОЭ). Действительно, в схеме рис. 2, например, для транзистора V2 общим электродом для входной и выходной цепей является эмит­тер (схема с ОЭ), а в схеме рис. 3 — коллектор (схема с ОК). При включении транзисторов по схеме с ОК должно быть U_вх > U_вых, поэтому исключение из схемы входного трансформатора привело к про­игрышу в коэффициенте усиления по мощности каскада. Поясним это. Амплитуда входного напряжения U_mвх = U_mвых + U_тб.э. При пол­ном использовании транзисторов V2 и V3 по напряжению потребова­лась бы амплитуда U_mвх = E/2 + U_mб.э. Такую амплитуду входного напряжения транзистор V1 не может обеспечить, так как при напряже­нии питания Е этого транзистора в режиме А и при его полном исполь­зовании по напряжению U_{mвх.макс} = Е/2. Поскольку у транзистора есть еще остаточное напряжение, уменьшается коэффициент усиления по напряжению каскада с ОК, а также КПД каскада, особенно при работе в режиме В, когда КПД прямо пропорционален коэффициенту использования напряжения источника питания ξ. В этом основной не­достаток усилительного каскада по схеме рис. 3. Возможно вклю­чение транзисторов V2 и V3 ипо схеме с ОЭ, но это требует сложных цепей смещения (особенно при работе УЭ в режиме В). Эта схема находит ограниченное применение.

Диод VD в схеме рис. 3 обеспечивает необходимое смещение на транзисторы и температурную стабилизацию положения точки покоя. Сопротивлением нагрузки транзистора V1 по постоянному току слу­жит суммарное сопротивление R + R_VD, на сопротивлении диода R_VD создается напряжение 2U_б.э0 = U_6.э0v2 + U_б.э0v3, сопротивле­нием нагрузки по переменному току — параллельное соединение со­противления резистора R и входного сопротивления транзистора V3. Если при проектировании оконечного бестрансформаторного кас­када отсутствует комплементарная пара транзисторов, то двухтактную схему можно реализовать, исполь­зуя, например, пару Дарлингтона (V3, V4), при этом образуется квазикомплементарная пара. Тогда схема оконечного бестрансформаторного каскада примет вид рис. 4.

От указанных выше недостатков схемы рис. 3 можно освободить­ся, либо используя различные ис­точники питания для транзистора V1 и транзисторов двухтактной схемы, либо (что делается на практике), применяя разновид­ность схемы, показанную на рис. 5. Основное отличие этой схе­мы в том, что нижний конец резистора R_н переключается к минусу источника питания, а резистор R переключается от минуса к точке между конденсатором С_р и нагрузкой.

При этом появляется возможность получить напряжение, достаточ­ное для полного возбуждения транзисторов V2 и V3. Это объясняется тем, что резистор R в схеме рис. 3 находится под значительно мень­шим напряжением, чем в схеме рис. 5, где это напряжение равно сумме напряжений U_тб.э и напряжения эмиттер-коллектор U_mк.э выходных транзисторов. По этой причине резистор R потребляет в уси­лителе по схеме рис. 5 заметно меньшую часть переменного тока транзистора V1, что дает возможность увеличить амплитуду сигнала на входе транзисторов V2 и V3 до U_mвх = 1,5 Е. Напряжение смеще­ния на транзисторах V2 и V3 создается благодаря протеканию постоянной составляющей тока коллектора I_ср1 транзистора V1 по диоду VD. Диод VD обеспечивает температурную стабилизацию режима работы транзисторов V2 и V3. Для стабилизации рабочей точки транзистора V1 введена последовательная межкаскадная ООС по напряжению, способствующая симметрированию каскада.

При использовании мощных транзисторов в бестрансформаторном оконечном каскаде трудно подобрать близкие по характеристикам пары транзисторов разной проводимости (комплементарные пары). В таких случаях двухтактную схему рис. 6 образуют из двух пар составных транзисторов V2, V4 и V3, V5. Транзисторы V4 и V5 мощные с одинаковой проводимостью. Пары составных транзисторов эквивалентны оди­ночным транзисторам соответственно структур p-n-p и n-p-n. Наличие конденсатора C обеспечивает постоянство режима работы транзисторов при изменениях сопротивления нагрузки вплоть до ее обрыва. По­скольку резистор R1 подключен по переменному току параллельно на­грузке, его сопротивление выбирается из условия R1≥ (30÷50) R_н;необходимо также учитывать, что при этом сопротивлении теряется часть напряжения питания транзистора V1. Транзисторы V2 — V5 ра­ботают в режиме В. В последнее время наметилась тенденция использо­вания в оконечных каскадах специальных транзисторов с большими коэффициентами усиления тока базы (h_21э = 2000 ÷ 7000), Это позволяет обеспечить высокую линейность схемы при значительном отличии h_21э транзисторов плеч. Использование таких транзисторов на­ряду с применением глубокой ООС позволяет получить усилитель с k_г < l%. В литературе имеются сведения о составных транзисторах, заключенных в общий корпус, с h_n3 > 5000 [20].

Для увеличения коэффициента усиления по току можно применить схему изображенную на рис. 7. В усилителе применены составные транзисторы по схеме Шиклон (на комплементарных транзисторах с разной проводимостью). Резисторы R₁ и R₂ предотвращают смещение транзисторов в область проводимости из-за токов утечки транзисторов. Сопротивление резисторов выбирается таким, чтобы постоянные токи, протекающие через них, не создавали большого падения напряжения. Максимальное сопротивление резисторов ограниченно уменьшением скорости нарастания выходного напряжения и выбирается в пределах сотен Ом. Необходимое усиление по напряжению осуществляется усилителем напряжения выполненным на операционном усилителе А₁. Вся схема усилителя охвачена отрицательной обратной связью.

Схема с последовательным возбуждением несимметричным однофазным напряжением (рис. 8). Эту схему можно использовать для построения и бестрансформаторного двухтактного каскада на транзисторах одной проводи­мости. Напряжение сигнала u_вх1 поступает на вход нижнего ведущего плеча. Напряжение на вход верхнего ведомого плеча u_вх2, противо­положное показе напряжению u_вх1, снимается с резистора R5, сопро­тивление которого выбирается таким образом, чтобы U_mвх1 = U_mвх2. Транзисторы в данном оконечном каскаде включены по схеме с ОЭ, возможно включение и по схеме с ОК. Транзисторы VI и V2 включены по постоянному току последовательно; делитель R1, R2 определяет ис­ходный ток транзисторов, а делитель R3, R4 — распределение на­пряжения между ними. Поскольку подобные каскады используют транзисторы одной проводимости, то можно подбирать мощные тран­зисторы с близкими параметрами, что упрощает выполнение усилите­ля по интегральной технологии. Оконечные каскады с последовательным управлением могут работать только в режиме A и их КПД не пре­вышает 50%. В рассмотренных схемах в качестве предоконечного кас­када использовался однотактный каскад на транзисторе, включенном по схеме с ОЭ

Предоконечный каскад может быть выполнен по двухтактной схе­ме, а оконечный каскад на попарно-комплементарных составных тран­зисторах. Принципиальная схема такого усилителя показана на рис. 9. Две комплементарные пары образованы соответственно тран­зисторами V4, V5 и V6, V7, включенными по схеме с ОК. Двухтактный предоконечный каскад со­бран на транзисторах VI и V3, на базы которых сиг­нал синфазно подается че­рез конденсаторы С1 и С2. Транзисторы VI и V3 соз­дают токи, управляющие работой транзисторов плеч оконечного каскада. При двухтактном предоконечном каскаде эти токи уве­личиваются в 2 раза по амплитуде. Транзистор V2 обеспечивает смещение и стабилизацию режима ра­боты выходных транзисто­ров, резистор R8 позво­ляет регулировать их ток покоя. Для равномерного распределения напряжения источника питания между транзисторами плеч оконечного каскада (на выходном транзисторе каждого плеча на­пряжение питания должно равняться E/2), в усилителе введена глубо­кая параллельная по напряжению гальваническая ООС через резистор R1, который совместно с резисторами R2, R3 и R4, R5 обеспечивает необходимый режим работы по постоянному току транзисторов V1 и V3. Использование ООС по напряжению позволяет снизить уровень нелинейных искажений, уменьшить выходное сопротивление, снизить фон и т. д. Резисторы R11 и R12 иногда применяются для лучшей ста­билизации тока покоя и некоторого снижения нелинейных искажений сигнала.

Особенностью оконечных и предоконечных каскадов, выполняемых по интегральной технологии, является то, что транзисторы плеч око­нечного каскада часто при большой выходной мощности выполняют с одной и той же n-p-n структурой, т. е. используется некомплементар­ная пара выходных транзисторов. Это обусловлено технологическими трудностями, возникающими при изготовлении по интегральной техно­логии (на одной подложке) мощных комплементарных транзисторов. Поэтому обычно плечи двухтактного оконечного бестрансформаторного каскада в интегральном исполнении представляют собой квазикомпле­ментарную группу.

Пример выполнения работы

Введение

Требуется рассчитать двухтактный усилитель мощности звуковой частоты со следующими параметрами:

· Выходная мощность – 8 Вт;

· Сопротивление нагрузки – 4 Ом;

· Диапазон воспроизводимых частот – 20…15000 Гц.

Выбираем следующую схему усилителя (рис. 7). Для увеличения коэффициента усиления по току в усилителе применены составные транзисторы по схеме Шиклон (на комплементарных транзисторах с разной проводимостью). Резисторы R₁ и R₂ предотвращают смещение транзисторов в область проводимости из-за токов утечки транзисторов. Сопротивление резисторов выбирается таким, чтобы постоянные токи протекающие через них, не создавали большого падения напряжения. Максимальное сопротивление резисторов ограниченно уменьшением скорости нарастания выходного напряжения и выбирается в пределах сотен Ом. Необходимое усиление по напряжению осуществляется усилителем напряжения выполненным на операционном усилителе А₁. Вся схема усилителя охвачена отрицательной обратной связью.

 

Расчет

1. Определим расчетную мощность P_расч:

2. Определим напряжение источника питания U_и.п:

U_к.э.нас для кремниевых и германиевых транзисторов равно 1,2 ÷ 5 В, выбираем U_{к.э. нас} =1..2,

U_б.э. выбираем равным 0,65В, U_э =1 В.

 

Получаем U_и.п = ± 11.1 В

3. Находим амплитуду тока коллектора транзисторов оконечного каскада I_к.макс и среднее значение тока, потребляемого от источника питания I_к.ср:

4. Определяем максимальную мощность рассеивания на коллекторе транзистора одного плеча:

5. Выбираем по справочнику транзисторы VT3 и VT4 руководствуясь следующими соотношениями:

f_β – граничная частота усиления; f_в – верхняя частота усилителя

Выбираем транзисторы:

КТ818Б: U_кэ = 50 В; I_к = 10 А; P_к = 60 Вт; f_β ≥ 3 МГц; h_21э ≥ 20; I_кбо =1000мкА

КТ819Б: U_кэ = 50 В; I_к = 10 А; P_к = 60 Вт; f_β ≥ 3 МГц; h_21э ≥ 20; I_кбо =1000мкА

6. Выбираем по справочнику транзисторы VT1 и VT2 руководствуясь следующими соотношениями:

Выбираем транзисторы:

ГТ402В: U_кэ = 40 В; I_к = 0,5 А; P_к = 0,6 Вт; f_β ≥ 1 МГц; I_кбо =25мкА

ГТ404В: U_кэ = 40 В; I_к = 0,5 А; P_к = 0,6 Вт; f_β ≥ 1 МГц; I_кбо =20мкА

7. Выбираем операционный усилитель

К140УД6: U_пит = 5÷20 В; К_у = 68 Дб;

8. Номиналы резисторов R₁ и R₂ подбирают такие, чтобы падение было не более отношения U_{вх. мин.} / I_кбо. Для этогопредполагаем, что сигнал, действующий на входе двухтактного усилителя, обладает напряжением 10 мВ, тогда зная коэффициент усиления операционного усилителя, находим U_вых операционного усилителя и соответственно U_{вх. мин.} транзисторов:

U_{вх. мин.тр.} = U_{вых. оу} = К_у ∙ U_вх = 68 ∙ 10 = 680 мВ

R₁ ≤ U_{вх. мин.1} / I_кбо1 = 680 / 25 = 27,2 кОм

R₂ ≤ U_{вх. мин.2} / I_кбо2 = 680 / 20 = 34 кОм

9. Номинал резистора в обратной связи R₃ выберем равным 1 кОм.

10. Рассчитаем КПД усилителя по следующей формуле:

η = P_{нагрузки}/ (P_п1 - P_п2 )

P_п1= U_пит* I_Σ =10,5*11,1=116,1

P_п2=I_ср*U_пит=2,09*11,1=23,99

=2,09

где = I_б ∙ (h₂₁)₁ ∙ (h₂₁)₂ = I_к1 + I_к2 – суммарный ток составного транзистора, тогда

I_Σ = I_к1 + I_к2 = 0,5 + 10 = 10,5 А

η = 8 / (116,1-23,99) = 0,061 = 88%

Варианты заданий