Ключи на биполярных транзисторах

 

Простейшая схема ключа состоит из транзистора Т и резистора R_К (рис. 4.7). Ключ управляется от источника E_Г,R_Г. В зависимости от значения Е_Г (низкий уровень Е⁰_Г или высокий Е¹_Г) транзистор должен быть в закрытом (режим отсечки) или насыщенном статическом состоянии. В первом случае напряжение на выходе ключа близко к Е_К, во втором − к нулю. Таким образом, ключ представляет собой простейший логический элементНЕ − инвертор. Условия, при которых обеспечиваются статические состояния, рассмотрим с помощью аппроксимированных входных и выходных характеристик транзистора (рис. 4.8). Здесь предполагается, что обратные токи переходов равны нулю, а в режиме насыщения (I_Б > I_Б.КР) напряжение на базе не зависит от тока базы (рис. 4.8, а).

 

 

Рисунок 4.7 − Схема ключа на биполярных транзисторах

 

Из входной характеристики следует, что условием запирания транзистора является

 

. (4.13)

 

 

Рисунок 4.8 − Аппроксимированные входные и

выходные характеристики транзистора

 

Для транзисторов ИС U_БЭО = 0,6...0,7 В.

Если в качестве источника управляющего сигнала используется подобный ключ (на рис. 4.9 это Т_Г и R_К), то низкий уровень U_БЭ = U_КЭН не превышает 0,2 В и обеспечивает надежное запирание транзистора Т.

 

 

Рисунок 4.9 – Транзисторный ключ в качестве

источника управляющего сигнала

 

В области насыщения оба перехода транзистора смещены в прямом направлении. При этом U_БЭ = U_БЭН; U_БК = U_БКН и они близки друг к другу (около 0,7...0,8 В). Поэтому U_КЭ = U_БЭ − U_БК =U_КЭН очень мало (в ряде случаев полагают равным нулю). Ток коллектора (рис. 4.8, б, точка А)

 

. (4.14)

 

Он соответствует так называемому критическому току базы I_Б.КР, при котором транзистор находится на границе активного и насыщенного режимов и ещё справедливы известные соотношения между токами в транзисторе, работающем в активном режиме. В частности,

 

, (4.15)

 

где β − статический коэффициент передачи тока транзистора. Дальнейшее увеличение тока базы практически уже не приводит к росту коллекторного тока. Таким образом, условием насыщения транзистора ключа является неравенство

 

. (4.16)

 

Для схемы рис. 4.7 условие насыщения, выраженное через параметры элементов ключа, имеет вид

 

. (4.17)

 

Для схемы рис. 4.9 обычно Е_К >> U_БЭН, поэтому условие насыщения упрощается: b R_К >> R_КГ. Степень насыщения транзистора характеризует коэффициент

. (4.18)

 

На границе насыщения I_Б = I_Б.КР,S_Н = 1. С увеличением S_Н увеличивается нагрузочная способность ключа (условие насыщения удовлетворяется при большем значении тока I_КН), уменьшается влияние различных дестабилизирующих факторов на состояние ключа, но, как будет показано ниже, ухудшается его быстродействие. Поэтому степень насыщения во всех случаях выбирают из компромиссных соображений, исходя из условий конкретной задачи. При этом в связи со значительным технологическим разбросом параметра β, а также зависимостью его от температуры условие насыщения транзистора должно быть выполнено при минимальном b.

Быстродействие ключа определяется суммарным временем перехода из закрытого (выключенного) состояния в открытое (включенное) и обратно.

Для упрощения оценки длительности переходных процессов (рис. 4.10) при переключениях примем следующие допущения: управляющий сигнал представляет собой идеальный прямоугольный импульс с низким уровнем Е⁰_Г = 0, ключ не напружен (С_Н = 0, R_Н = ∞) и R_Г = R_К.

 

 

 

Рисунок 4.10 – Длительность переходных процессов

 

В исходном состоянии, на интервале времени 0 – t 1, Е_Г = Е⁰_Г = 0, поэтому U_БЭ = 0, транзистор закрыт и U_КЭ = Е_К. Включение ключа. При поступлении в момент времени t 1перепада Е_Г = Е¹_Г напряжение на базе транзистора нарастает по экспоненциальному закону с постоянной времени τ_З ≈ (С_Э + С_К) R_Г (С_Э и С_К барьерные емкости переходов транзистора) и стремится к уровню Е¹_Г. При достижении значения U_БЭО ≈ U_БЭН эмиттерный переход открывается, его сопротивление резко уменьшается и дальнейший заряд емкостей прекращается. В течение времени подготовки к включению t_П транзистор продолжает оставаться в закрытом состоянии. Эту задержку можно определить, воспользовавшись известным правилом, согласно которому длительность любого начального участка экспоненциального процесса (рис. 4.11)

 

, (4.19)

 

где τ − постоянная времени процесса, U (∞) − U (t_Н)− полный размах экспоненты, U (∞) − U (t_K) − оставшаяся после t_K часть экспоненты. Таким образом,

. (4.20)

 

В момент времени t₂ транзистор переходит в активный режим. Его коллекторный ток нарастает с постоянной времени τ’_В ≈ τ_В (при С_Н = 0), стремясь к уровню

. (4.21)

 

При достижении значения I_КН транзистор переходит в режим насыщения и рост тока коллектора прекращается. Так как емкость нагрузки С_Н = 0, то напряжение на коллекторе изменяется аналогично току I_К и в момент времени t 2достигает уровня U_КЭН.

В соответствии с выражением (4.20) длительность фронта включения

 

. (4.22)

 

Для уменьшения времени задержки включения t^1,0_ЗД = t_П + t_Ф.ВКЛ необходимо увеличить включающий ток I¹_Б и повышать степень насыщения транзистора (увеличивать Е¹_Г уменьшать R_Г). Для типовых транзисторов и источников сигнала управления в ИС время включения ключа составляет единицы наносекунд.

По истечении времени t^1,0_ЗД транзистор находится в режиме насыщения, его токи практически не меняются, а заряд избыточных носителей в базе продолжает нарастать до уровня τ_H I¹_Б с постоянной времени накопления τ_H обычно τ_H ≈ τ_В. За время t_И = (2...3) τ_H процесс накопления зарядов практически завершается и транзистор переходит в стационарный режим насыщения.

Выключение ключа. В момент времени t 4 управляющий сигнал Е_Г = Е⁰_Г = 0. За счет накопленных неосновных носителей в области базы переходы транзистора остаются открытыми и на них поддерживается напряжение, близкое к U_БЭН. В базовой цепи протекает обратный (выключающий) ток (объемное сопротивление тела базы не учтено):

 

. (4.23)

 

Наряду с рекомбинационным процессом этот ток, протекая в обратном направлении, уменьшает накопленный заряд Q с постоянной времени τ_H. Процесс стремится к асимптотическому уровню – I⁰_Б τ_H. Пока заряд не достиг критического значения I_Б.КРτ_H (этот интервал называют временем рассасывания), коллекторный ток и напряжение U_КЭ не меняются. В соответствии с (4.21) время рассасывания

 

. (4.24)

 

Последняя форма записи выражений (4.21) позволяет иллюстрировать процесс накопления и рассасывания заряда с помощью временной диаграммы для кажущегося коллекторного тока I_К = βI_Б (на рис. 4.10 этот ток показан пунктирной линией).

Итак, для уменьшения времени рассасывания необходимо уменьшать степень насыщения транзистора (при S_Н = 1 время t_Р = 0) и увеличивать выключающий ток I⁰_Б. В момент времени t 5транзистор вновь переходит в активный режим. Коллекторный ток уменьшается с постоянной времени τ’_B, стремясь к уровню – β I⁰_Б. При достижении нулевого уровня транзистор запирается. Формирование фронта выключения заканчивается:

 

. (4.25)

 

Очевидно, для уменьшения необходимо увеличивать выключающий ток I⁰_Б. Как и при включении, наличие емкости нагрузки С_Н приводит к возрастанию . Это увеличение не превосходит величины 2,2 С_HR_K, соответствующей при мгновенном запирании транзистора.

Задержка выключения ключа t^0,1_ЗД = t_P + t_Ф.ВЫКЛ определяется главным образом временем t_P и может составлять десятки наносекнуд.

Быстродействие ключа характеризуют максимальной частотой следования входных сигналов

 

, (4.26)

 

при которой успевают завершиться переходные процессы на всех этапах при включении и выключении. Часто для характеристики быстродействия используется среднее время задержки сигнала

 

. (4.27)

 

При конечной длительности фронта входного сигнала, что обычно и имеет место, задержки включения и выключения принято отсчитывать на заданных (чаще 50-процентных) уровнях входного и выходного сигналов и называть, соответственно, временем задержки распространения сигнала при включении и выключении.

Анализ переходных процессов в ключе показывает, что задержки включения и выключения зависят, соответственно, от включающего и выключающего токов базы. Чем больше токи, тем круче фронты и меньше время подготовки. Однако ток включения I¹_Б влияет не только на задержку включения, но и выключения. Так, желание уменьшить t^1,0_ЗД путем увеличения тока I¹_Б приводит к повышению степени насыщения S_H и, следовательно, к росту времени рассасывания при выключении. Поэтому на практике в отношении тока I¹_Б принимается компромиссное решение. Что касается тока I⁰_Б, то он влияет только на этапе выключения. Поэтому его стремятся сделать максимально возможным. Распространенным приемом в ИС является создание низкоомных цепей для выключающего тока с помощью диода Шотки, шунтирующего сопротивление R_Г (рис. 4.12, а). Низкоомная цепь создается также в схеме рис. 4.12, где в роли R⁰_Г выступает выходное сопротивление насыщенного транзистора Е_Г.

Рисунок 4.12 − Низкоомная цепь

 

Наиболее продолжительным этапом при переключениях является рассасывание. Поэтому быстродействие ключей повышается более существенно при использовании в них нелинейной обратной связи с помощью диодов Шотки (рис. 4.12, б), позволяющей практически исключить насыщение и, следовательно, этап рассасывания.

Когда транзистор закрыт или работает в активном режиме, напряжение на коллекторе достаточно высокое, диод закрыт и не влияет на работу ключа. При подходе транзистора к режиму насыщения, когда напряжение между базой и коллектором U_БК = U_БЭ − U_КЭ достигает порога отпирания диода U_ДО, диод шунтирует коллекторный переход, фиксируя на нем напряжение на уровне, близком к U_ДО. Так как U_ДО = 0,3...0,4 В, т.е. меньше порога отпирания U_БКО, коллекторный переход не отпирается и транзистор в режим насыщения не входит. Благодаря этому при выключении время t_P = 0. Однако платой за повышение быстродействия здесь является некоторое повышение нижнего уровня напряжения на открытом ключе.

 

4.4. Ключи на МОП−транзисторах

 

Создание цифровых ИС с повышенной степенью интеграции обусловило особый интерес к базовым логическим элементам с очень малыми потребляемой мощностью и занимаемой на кристалле площадью. Традиционный способ повышения экономичности за счет увеличения сопротивления резисторов неизбежно приводит к увеличению их геометрических размеров и паразитной емкости на подложку. Кардинальным способом решения проблемы явилось использование в ключевых схемах вместо резисторов динамической нагрузки −
МОП- транзисторов. Они способны хорошо работать в режиме микротоков и имеют малые габариты.

Получили распространение две схемы ключевых элементов: на транзисторах с каналами одного типа проводимости и на комплементарных транзисторах − на парах транзисторов с каналами разного типа проводимости

Ключ, на однотипных МОП -транзисторах. Широкое применение находят n -канальные транзисторы, поскольку они обеспечивают более высокое быстродействие, чем р -канальные, а логические элементы на их основе легко согласуются с логическими элементами на биполярных транзисторах. Принципиальная схема ключа на n -канальных транзисторах и поясняющие его работу временные диаграммы приведены на рис. 4.13.

 

Рисунок 4.13 − Принципиальная схема ключа

на n -канальных транзисторах

 

Роль динамической нагрузки выполняет транзистор Т 2, у которого затвор соединен со стоком, образуя двухполюсник.

В запертом состоянии Т 1, когда на его затвор подано напряжение U_ВХ, не превышающее порога отпирания U_ЗИ.ПОР1 (рис. 4.14, а), ток через Т 2практически не протекает, поэтому падение напряжения U_СИ.2 ≈ 0 и U_ВЫХ = Е_П. Отсюда следует, что U_ЗИ.2 ≈ 0 и Т 2 тоже закрыт. Точное значение U¹_ВЫХ определяется точкой пересечения выходной характеристики транзистора Т 1 при U_ЗИ.1 ≈ 0 и линии нагрузки, представляющей собой динамическую характеристику I_С2 = f (U_ЗИ.2) транзистора Т 2(точка Ана рис. 4.14, б).

 

 

 

Рисунок 4.14 – Временные диаграммы диодного ключа

 

Эта точка находится в интервале E_П. (E_П − U_ЗИ.ПОР2), смещаясь к одной или другой границе интервала в зависимости от соотношения токов утечки транзисторов. С учетом этого из рис. 4.13 видно, что последующий ключ будет надежно открыт, если минимально возможное выходное напряжение данного ключа E_П − U_ЗИ.ПОР2, > U_ЗИ.ПОР1. Отсюда следует требование к напряжению источника питания: E_П > U_ЗИ.ПОР1 + U_ЗИ.ПОР2.

В открытом состоянии ключа, когда на затвор транзистора T 1подано U_ВХ ≈ E_П его канал имеет низкое сопротивление, и напряжение U_ВЫХ = U_ОСТ (точка Вна рис. 4.14, б). Если при этом U_ЗИ2 = Е_П − U_ОСТ > U_ЗИ.ПОР2, то открыт также транзистор Т 2, Остаточное напряжение U_ОСТ для аналогичного последующего ключа является выключающим, следовательно, должно удовлетворять неравенству: U_ОСТ < U_ЗИ.ПОР1, т. е. быть близким к нулю. Это возможно, когда сопротивление канала открытого транзистора Т 1 значительно (до двух порядков) меньше (до двух порядков) сопротивления канала открытого Т 2.Иными словами, удельная крутизна транзистора Т должна быть существенно выше удельной крутизны Т 2. На практике это достигается в основном использованием транзисторов разной геометрии: Т 1имеет короткий и широкий канал, а Т 2 − узкий и длинный.

Поскольку минимальное сопротивление канала открытого транзистора T 1 обычно составляет сотни и более Ом, сопротивление канала открытого транзистора T 2 должно быть десятки кОм. Последнее обстоятельство существенно ухудшает быстродействие ключа. Действительно, на этапе выключения, когда транзистор Т 1быстро запирается, заряд паразитной емкости нагрузки происходит через высокоомную цепь − транзистор Т 2. Даже при незначительной емкости (единицы пФ) постоянная времени цепи заряда составляет десятки наносекунд. Поэтому ключевые элементы на однотипных МОП −транзисторах применяются главным образом в БИС, где паразитные емкости незначительны и, кроме того, реализуются такие преимущества, как малая площадь, простота и низкая стоимость изготовления.

Ключ на комплементарных МОП-транзисторах. Схема и временные диаграммы работы ключа на комплементарных МОП−транзисторах приведены на рисунке 4.15. В нем затворы транзисторов объединены, исток Т 1подключен к общей шине, а исток Т 2 − к шине источника питания Е_П.

Рисунок 4.15 – Ключ на МОП-транзисторах

 

Пусть на интервале 0 ...t 1 на входе U_BX < U_ЗИ.ПОР1. Транзистор Т 1закрыт. Если при этом то транзистор T 2 открыт. Ток в общей цепи определяется током утечки транзистора Т 1, т. е. ничтожно мал.

Поэтому напряжение на низкоомном канале T 2 тоже очень мало, и U_ВЫХ ≈ Е_П. При U_BX > U_ЗИ.ПОР1 и | U_ЗИ2 | < | U_ЗИ.ПОР2 | (рис. 4.15, б, t > t1) соответственно открыт T 1 и закрыт Т 2. Ток в общей цепи по-прежнему равен току утечки запертого транзистора (теперь уже Т 2). Поэтому U_ВЫХ ≈ 0.

Итак, ввиду весьма малых остаточных напряжений на открытых транзисторах перепад выходных уровней ключа приближается к напряжению источника питания Е_П.

Выходное сопротивление ключа определяется сопротивлением открытого транзистора. В интересах повышения быстродействия оно делается по возможности малым. Благодаря этому быстродействие ключей на комплементарных МОП-транзисторах не уступает быстродействию ключей на биполярных транзисторах.

В обоих статических состояниях мощности от источника питания ключ почти не потребляет, так как один из транзисторов закрыт. Для избегания одновременного отпирания обоих транзисторов при переключениях, когда U_BX меняется в пределах 0... Е_П, необходимо обеспечить условие .

С увеличением частоты переключений растет средний ток перезаряда емкости нагрузки, обусловливая рост динамической потребляемой мощности. Она может стать ограничивающим фактором на допустимую частоту переключений и емкость нагрузки.

 

Переключатель тока

 

Переключатель тока выполняется обычно на биполярных транзисторах и представляет собой дифференциальный усилительный каскад (рис. 4.16, а), работающий в режиме большого сигнала, но без насыщения транзисторов.

В нем, в зависимости от входного напряжения, ток эмиттерной цепи I₀, создаваемый источником Е_П, протекает либо через T 1, либо через Т 2, т. е. переключается из одного плеча схемы в другое. На (базу транзистора T 1 подается входное управляющее напряжение, а на базу транзистора Т 2 − постоянное опорное напряжение Е_ОП ≈ 0,5 (U_{ВХ.МАКС} + U_ВХ.МИН). Коллекторные цепи транзисторов подключены к общей шине (Е_К = 0).

Рисунок 4.16 − Переключатель тока

 

Если принять аппроксимацию входной характеристики транзисторов, как показано на рисунке 4.16, б, то для полного переключения тока I₀ из одного плеча в другое достаточно уменьшить напряжение U_БЭ у открытого транзистора на величину ∆ U_БЭ, а у закрытого − увеличить на ∆ U_БЭ. Следовательно, ширина активного участка передаточных характеристик (области переключения) дифференциального каскада (рис. 4.16, в) составляет 2∆ U_БЭ (порядка 0,2...0,З В). При U_ВХ ≤ Е_ОП − ∆ U_БЭ транзистор T 1закрыт, а Т 2 открыт, напряжение U_К1 = 0, U_К2 = −α I₀R_К. При U_ВХ. ≥ Е_0П + ∆ U_БЭ T 1 открыт, а Т 2закрыт, соответственно U_К1 ≈ −α I₀R_К, U_К2 = 0. Заметим, что в последнем случае при увеличении U_ВХ напряжение U_К1 продолжает несколько спадать и после переключения транзисторов. Однако спад невелик, так как коэффициент передачи каскада ОЭ на транзисторе T 1с эмиттерной нагрузкой R_Э, равный примерно R_К / R_Э, значительно меньше единицы. Дальнейшее увеличение U_ВХ может привести к насыщению транзистора T 1. Если принять условие насыщения U_БК ≥ 0, то на высокий уровень входного напряжения необходимо наложить ограничение . Таким образом, требуемые статические состояния переключателя тока обеспечиваются при

 

. (4.28)

 

 

Рисунок 4.17 иллюстрирует работу переключателя временными диаграммами. Быстродействие переключателя тока может быть высоким. Это обусловлено следую щими факторами.

Во-первых, открытые транзисторы не переходят в насыщение, вследствие чего в переходных процессах отсутствует этап рассасывания избыточных зарядов.

Во-вторых, транзистор Т 2 работает в режиме схемы ОБ, при которой достигается наиболее высокая скорость его переключения.

В-третьих, для переключения тока I₀ требуются небольшие перепады входного сигнала. Полагая, что они создаются аналогичными переключателями тока, имеется возможность использовать резисторы R_К с малым сопротивлением (сотни Ом), что значительно уменьшает влияние емкости С_К транзисторов на время переключения. Общая длительность переходного процесса при переключениях может составлять десятые доли наносекунды. Однако, учитывая, что наилучшие частотные свойства транзисторов проявляются при значительных коллекторных токах, потребляемая от источника питания мощность велика (десятки милливатт).