Некоторые особенности проектирования рупорно-волноводных фазированных решеток

 

Методика расчета фазированных антенных решеток, составленных из волноводных или рупорных излучателей, в основном совпадает с аналогичными расчетами фазированных решеток любых других слабонаправленных излучателей.

К общим вопросам проектирования фазированных щеток можно отнести: 1) выбор габаритных размеров всей решетки по заданной ширине диаграммы направленности; 2) выбор структуры решетки (прямоугольная, треугольная, гексагональная); 3) выбор числа излучателей и расстояния между ними; 4) выбор способа управления лучом (непрерывный, дискретно-коммутационный и др.); 5) выбор типа фазовращателя; 6) проектирование схемы фидерного устройства (последовательная, параллельная, ветвистая, секционированная, модульная) и ряд других вопросов.

При изучении многих явлений, происходящих во всякой фазированной антенной решетке, и выяснении ее параметров, необходимо учитывать взаимное влияние излучателей друг на друга по внешнему пространству. Для каждого типа излучателей взаимное влияние имеет свои характерные особенности.

 

 

В настоящей главе общие вопросы проектирования сканирующих антенных решеток рассматриваться не будут; здесь будут указаны только специфические особенности влияния взаимодействия на выбор расстояния между излучателями и их размеров в волноводной или рупорной решетке.

Конфигурация решеток, координатные оси и обозначения показаны на рис. 6.11: а) решетка с прямоугольной структурой, б) решетка с гексагональной структурой. Координатные углы  отсчитывают от нормали к решетке в плоскостях E и H соответственно. Угол φ лежит в плоскости решетки и принимается равным: 0 — при вычислениях диаграммы направленности в плоскости H, 90° — при вычислениях в плоскости E, для промежуточных плоскостей, расположенных между плоскостями E и H, берется соответствующее значение угла φ. Размеры излучающих
раскрывов — открытых концов волноводов или рупоров обозначены . Расстояние между излучателями по соответствующим координатным осям обозначено  и . В гексагональной решетке показана также косоугольная система координат  и , в которой расстояние между излучателями  одинаковое по обеим осям. В гексагональной решетке угол между
осями .

Прежде чем рассматривать взаимодействие в волноводной решетке, напомним без дополнительных пояснений некоторые основные зависимости, справедливые для любой антенной решетки.

1. Если решетку дискретных излучателей заменить непрерывным излучающим раскрывом (расстояние между излучателями мало, а число излучателей велико), то ширина диаграммы направленности в каждой из двух главных плоскостей будет связана с габаритными размерами решетки следующими простыми соотношениями:

 

         ,    ,                            (6.42)

 

где — габаритный размер решетки по оси X; — габаритный размер решетки по оси Y;  и  — расстояние между излучателями по осям X и Y соответственно;  и  — число излучателей по оси X и Y соответственно;  и  — числовые коэффициенты, связанные с амплитудным распределением поля по осям X и Y,  =  = 0,89 при равномерном амплитудном распределении.

 

 

Из формул (6.42) могут быть определены габаритные размеры двумерной решетки по заданной ширине диаграммы направленности в двух главных плоскостях.

2. В настоящее время наряду с прямоугольной структурой
построения решеток находят применение

 

Рис. 6.11. Структуры решеток:

а) — прямоугольная; б) — гексагональная.

 

также косоугольные структуры, в частности гексагональные.

При использовании прямоугольной структуры излучатели располагаются в узлах прямоугольной сетки, в треугольной структуре — в узлах треугольной сетки; если сетка состоит из равносторонних треугольников, то такая структура образует правильные шестиугольники и называется гексагональной. Гексагональная структура является оптимальным вариантом косоугольной структуры при коническом сканировании, с основанием конуса в виде круга. Она обеспечивает примерно одинаковые условия сканирования в главных и промежуточных плоскостях. Для обеспечения того же сектора сканирования гексагональная структура по сравнению с прямоугольной допускает увеличение расстояния между излучателями на 15%. Это дает возможность соответственно уменьшить число излучателей в решетке, а также увеличить размеры, отводимые на один элемент решетки, что очень важно, если иметь в виду необходимость размещения фазовращателя, усилителя или других узлов в фидерном тракте каждого элемента решетки.

3. Максимальный сектор сканирования обычно ограничивается допустимым уровнем боковых лепестков, обусловленных максимумами высших порядков в диаграмме направленности решетки [ЛО 11]. Ближайшим к главному (нулевому) максимуму диаграммы направленности решетки оказывается максимум с номером (—1). Положение этого максимума  однозначно связано с положением главного (нулевого) максимума и зависит от расстояния между излучателями и структуры решетки.

В решетке с прямоугольной структурой

              

                 .                              (6.43)

 

Подставив в формулу (6.43) вместо значения  или , получим положение лепестка, соответствующего (—1) максимуму в плоскостях H или E; в любой промежуточной плоскости этот лепесток отстоит дальше, чем в плоскостях E и H.

В решетке с гексагональной структурой

 

                .                    (6.44)

 

Формула (6.44) определяет положение (—1)-го лепестка множителя решетки в плоскости E и в плоскостях, отстоящих от плоскости E на , , . Во всех других плоскостях указанный лепесток отстоит дальше от главного, чем в плоскости E. Так, например, в плоскости Н положение ближайшего лепестка, обусловленного максимумами высших порядков в множителе решетки, определяется условием

           

             .                           (6.45)

 

6.11.    Взаимодействие  в    фазированных
 волноводных    решетках

 

Взаимодействие между излучателями в антенных решетках проявляется по-разному в зависимости от типа излучателей.

В решетках, составленных из излучателей резонансного типа, например из полуволновых металлических или щелевых вибраторов, взаимодействие приводит к изменению входных сопротивлений или проводимостей и нарушает согласование в питающих фидерах. Закон распределения тока или поля по резонансному излучателю под влиянием взаимодействия изменяется настолько мало, что в практических расчетах может считаться неизменным.

В решетках, составленных из излучателей бегущей волны, например из диэлектрических стержней или спиралей, взаимодействие приводит иногда к весьма существенному изменению структуры поля в излучателях, однако входные сопротивления при этом почти не изменяются.

Взаимодействие открытых концов волноводов или рупоров в решетках вызывает как изменение входных проводимостей, так и перераспределение поля в раскрыве излучателей. Чем меньше раскрыв одного излучателя в решетке, тем устойчивее распределение поля в нем.

Если взаимное влияние излучателей обусловлено только волнами основного типа, то распределение поля в раскрыве излучателей можно считать неизменным и рассматривать только изменение входных проводимостей под действием соседних элементов решетки. Ниже указывается критерий, когда такое допущение будет справедливым.

 

В настоящей главе рассматривается в основном взаимодействие в волноводно-рупорных фазированных решетках с учетом только основного типа волны в волноводе, так как это соответствует большинству практических случаев. Изменение входной проводимости излучателей в решетке за счет их взаимного влияния приводит к нарушению согласования каждого излучателя с питающим его волноводом. Картина осложняется тем, что в процессе сканирования луча антенной решетки взаимодействие между излучателями изменяется и, следовательно, коэффициент отражения  в питающих волноводах будет зависеть от направления максимального излучения, т. е. коэффициент отражения  является функцией координатных углов .

Мощность, излучаемая в определенном направлении одним излучателем решетки, будет изменяться с изменением коэффициента отражения пропорционально . Отраженная мощность теряется в поглощающих нагрузках циркуляторов, вентилей и других элементов фидерного тракта, из-за чего снижается к. п. д. антенны. При других устройствах фидерного тракта отраженная мощность будет переотражаться в тракте и излучаться вновь, увеличивая боковой фон в диаграмме направленности антенны и снижая тем самым коэффициент направленного действия антенны.

Коэффициент направленного действия плоской сканирующей решетки при отклонении луча изменяется (так же, как и эквивалентный раскрыв) пропорционально , если не учитывать направленность одного излучателя в секторе сканирования.

На основе приведенных соображений запишем выражение для коэффициента усиления антенной решетки :

 

                        ,

 

где  — коэффициент усиления по нормали, который численно равен максимальному коэффициенту направленного действия одного элемента решетки с коэффициентом использования  и
площадью .

Изменение коэффициента усиления антенной решетки в секторе сканирования будет характеризоваться отношением :

                       .                                (6.46)

 

Функцию / иногда называют парциальной диаграммой направленности (в квадрате) одного излучателя в решетке, когда остальные излучатели пассивные и нагружены на согласование нагрузки.

Из сказанного выше следует, что анализ взаимодействия в фазированной решетке в значительной части сводится к анализу поведения коэффициента отражения  как функции угла сканирования.

Коэффициент отражения зависит от геометрии решетки и должен определяться отдельно для каждого конкретного случая.

Коэффициент отражения может быть найден экспериментальным путем или рассчитан теоретически. Теоретическое решение требует громоздких вычислений, которые могут выполняться только на электронных вычислительных машинах. Ниже будут приведены некоторые имеющиеся в литературе результаты расчетов для частных случаев построения решеток.

В настоящее время для облегчения анализа большие антенные решетки рассматривают как бесконечные периодические структуры. Полученные таким путем рекомендации по выбору расстояния между излучателями и размеров излучателей могут быть использованы при построении решеток конечных размеров. Ориентировочно можно указать, что решетки с размерами 20 20 излучателей и более можно анализировать на основе рассмотрения бесконечных периодических структур. Влияние краевого эффекта будет тем меньше, чем больше размеры решетки.

Краевой эффект необходимо учитывать при расчете диаграмм направленности очень небольших решеток и очень больших решеток, если к последним предъявляются специальные требования по ограничению уровня бокового излучения.

Коэффициент отражения в решетке, согласованной при излучении по нормали, легко определяется через полные входные проводимости излучателей

 

                 ,                     (6.47)

 

где  — полная входная проводимость открытого конца волновода или рупора при излучении по нормали к плоскости решетки;  — сопряженная величина;  — то же при излучении под углом  к нормали.

Полная входная проводимость открытого конца волновода (или рупора), расположенного в решетке, складывается из собственной проводимости и проводимостей, обусловленных влиянием других элементов решетки.

Поле в раскрыве может быть представлено в виде суперпозиции основной волны и всех возможных высших типов, даже если в волноводе распространяется только волна основного типа . Связь между любой парой волноводов будет обусловлена взаимодействием волн основных типов, а также высших типов волн между собой и с волной основного типа.

Решая приближенно задачу, можно предположить, что взаимодействие осуществляется только волнами основного типа. При этом допущении входная проводимость излучателя (открытого конца волновода или рупора) при сканировании будет изменяться монотонно в пределах сектора, ограниченного появлением скользящего (—1)-го максимума решетки  [см. формулы (6.43), (6.44)].

При отклонении главного лепестка диаграммы направленности на угол, превышающий предельное значение , монотонный характер изменения входной проводимости излучателей нарушается, что приводит к сильному рассогласованию в питающем волноводе и, следовательно, к значительному возрастанию коэффициента отражения . В бесконечной решетке при этих углах вся энергия, поступающая по волноводу, будет полностью отражаться от раскрыва обратно, что означает появление нулевого провала в функции, характеризующей изменение коэффициента усиления при сканировании. В указанном направлении антенна перестает излучать, как бы «слепнет».

Таким образом, при учете взаимодействия только по основному типу волны максимально допустимый сектор сканирования в волноводной решетке ограничивается углом , который не доходит до предельного угла на половину ширины диаграммы направленности. Предельный угол  может быть найден из формулы (6.43), в которой предполагается, что
(—1) - й максимум решетки занимает скользящее положение в плоскости

 

 

решетки, т. е. , тогда

 

                                     .                                     (6.48)

 

На рис. 6.12 и 6.13 приведены кривые, характеризующие изменение величины излучаемой мощности  (коэффициент передачи) при сканировании в секторе, ограниченном появлением скользящего второго луча в плоскостях H и E для бесконечной решетки со структурой, изображенной на рис. 6.11, а в предположении бесконечно тонких стенок,

 

Рис. 6.12. Коэффициент передачи мощности ()

 при сканировании в плоскости H для различных расстояний между
 излучателями решетки.

 

т.е. когда  и . Кривые заимствованы из работы [Л 1]. Функции  получены в плоскости H — расчетным, а в плоскости E — экспериментальным путем. Кривые подтверждают описанный выше характер поведения коэффициента отражения в секторе сканирования; при сканировании в плоскости H допустимый угол сканирования  практически совпадает с углом , который соответствует появлению скользящего высшего (—1)-го максимума решетки; при сканировании в плоскости E допустимый сектор сканирования меньше предельного угла :

                                   .                            (6.49)

 

Рис. 6.13. Коэффициент передачи мощности ()

 при сканировании в плоскости E для различных расстояний между
 излучателями решетки.

 

Зависимость максимально допустимых углов отклонения луча и  от расстояния между излучателями решетки в соответствующих плоскостях  и показана на рис. 6.14.

Рис. 6.14. Зависимость допустимого сектора сканирования от расстояния между излучателями решетки.

Графики рис. 6.14 могут быть использованы для выбора расстояния между излучателями по заданному сектору сканирования в соответствующей плоскости, если не накладывается дополнительных ограничений на величину коэффициента отражения, а также, если справедливо допущение, по которому учитывается взаимодействие только по основному типу волн. Последнее ограничение будет обсуждено позднее.

Поведение коэффициента отражения в зависимости от размеров раскрыва излучателей и расстояния между ними можно проследить по результатам работы [Л 2].

В работе [Л 2] исследуется влияние толщины стенок волноводов t на характер поведения коэффициента отражения.

Показано, что изменение толщины стенок волновода при постоянном расстоянии между волноводами не сдвигает минимума коэффициента усиления в секторе сканирования, обусловленного сильным рассогласованием в момент появления высшего (—1)-го максимума

 

 

Рис. 6.15. Модуль и фаза коэффициента отражения при сканировании
 в плоскости Н для волноводов с разной толщиной стенок.

в множителе решетки; с другой стороны, изменение толщины стенок существенно влияет на модуль коэффициента отражения.

Рис. 6.16. Модуль коэффициента отражения  при сканировании в плоскости   E  для   волноводов  с разной толщиной стенок.     Рис. 6.17. Максимальный коэффициент отражения при сканировании в плоскости H в зависимости от размера  излучающего волновода при различной толщине его стенок.

Для примера на рис. 6.15 и 6.16 показано изменение модуля и фазы коэффициента отражения в плоскости H и в плоскости E, для разной толщины стенок волновода. По приведенным на рис. 6.15 и 6.16 зависимостям, а также по аналогичным кривым, имеющимся в работе [Л 2], для других размеров решетки можно построить обобщающие графики зависимости максимально возможного в секторе сканирования коэффициента отражения от размеров раскрыва одного излучателя a и b при постоянном расстоянии между излучателями (рис. 6.17 и 6.18). На основании приведенных выше графиков рис. 6.15—6.18 можно сделать следующие выводы.

При сканировании в плоскости H максимальное значение модуля коэффициента отражения имеет место при излучении по нормали. Модуль коэффициента отражения  будет тем больше, чем меньше раскрыв излучателя a при постоянном  или, что то же самое, чем толще стенки волновода.

С помощью кривых
рис. 6.17 можно по выбранному расстоянию между излучателями  и размерам раскрыва одного излучателя определить модуль

коэффициента отражения при излучении по нормали.

При сканировании в плоскости H при любых углах в пределах допустимого сектора углов  модуль коэффициента отражения будет меньше , найденного по кривым рис. 6.17 для нормали.

При сканировании в плоскости E зависимость коэффициента отражения более сложная. Модуль коэффициента отражения при излучении по нормали зависит от размеров решетки (a и ) в направлении оси Х
(т. е. в плоскости H). При отклонении главного максимума диаграммы

 

Рис. 6.18. Максимальный коэффициент отражения при сканировании в плоскости E в зависимости от размера  излучающего волновода при различной толщине его стенок.

 

направленности от нормали  сначала убывает до некоторого минимального значения, а затем довольно резко нарастает. Каждой толщине стенок волновода соответствует свой угол отклонения главного лепестка, при котором  получается минимальным. Максимальное значение  
(рис. 6.18) получается в большинстве случаев на краю сектора сканирования (так, например, для  при  и для  при ), за пределами сектора сканирования  значительно нарастает. Однако имеются некоторые варианты толщины стенок волновода и размеров его раскрыва, при которых максимум  получается внутри сектора сканирования (так,  и  получается  при ).

График рис. 6.18 построен только по двум точкам и поэтому может быть использован только при ориентировочных расчетах. На основе предыдущих кривых построен результирующий график (рис. 6.19), показывающий, какое максимальное рассогласование можно
 ожидать в решетке при сканировании во всем допустимом

 

секторе  в плоскостях H (сплошные линии) и E (пунктирные линии).

При проектировании антенной решетки в технических условиях может быть указана максимально допустимая величина рассогласований в питающих волноводах . Тогда допустимый сектор сканирования будет ограничиваться заданной величиной  и может быть определен по графику рис. 6.19.  Как видно из рис. 6.19, при сканировании в секторе

 

Рис. 6.19. Максимальный коэффициент отражения в зависимости от выбранного сектора сканирования  в плоскостях Н и Е.

 

более 30° коэффициент отражения не может быть получен меньше 0,2 при любой толщине стенок и размеров раскрыва волновода.

Если максимальный коэффициент отражения и допустимый сектор сканирования не обеспечивают требуемых значений, то в антенной решетке должно быть предусмотрено согласование излучателей с питающими их волноводами.

В качестве согласующих устройств могут быть использованы диэлектрические вставки внутри волноводов или диэлектрические покрытия в ракрыве антенны. Подбирая определенным образом толщину и  диэлектрика, можно добиться хорошего выравнивания коэффициента отражения во всем секторе сканирования.

Дополняя согласующее устройство идеальным трансформатором, можно снизить значение  во всем секторе сканирования. Надо иметь в виду, что использование согласующего трансформатора сужает полосу антенны.

Присутствие диэлектрика может существенно повлиять
 на диаграмму направленности антенны, вызвав появление

дополнительных нулей коэффициента усиления в секторе сканирования.

Влияние диэлектрика на свойства волноводной сканирующей решетки исследовано в работах [Л 3, Л 4, Л 5] и др. В настоящей главе вопросы согласования рассматриваться не будут.

Как уже отмечалось ранее, все выше приведенные формулы и графики справедливы для случая, когда достаточно учитывать взаимодействие только по основному типу волн. Рассмотрим условия, при которых необходимо учитывать взаимодействие высших типов волн, и выясним, какие изменения вносит это взаимодействие в характеристики антенн.

Исследование взаимодействия высших типов волн, выполненное в работах [Л 6, Л 7, Л 8], показывает, что учет высших типов волн в некоторых случаях дает существенную поправку к реактивной составляющей входной проводимости излучателя. Величина и знак указанной поправки зависят от направления максимального излучения, причем вид этой зависимости различный для каждой пары взаимодействующих волн. Общей характерной чертой этих зависимостей является наличие резких изменений парциальной входной проводимости при некоторых углах сканирования. При резком изменении входной проводимости волновод оказывается сильно рассогласованным, и коэффициент отражения круто возрастает, а коэффициент усиления падает. В функции, характеризующей изменение коэффициента усиления в секторе сканирования, в этом направлении наблюдается провал. Для разных типов взаимодействующих волн провалы будут возникать при разных углах сканирования. Глубина провала зависит от размеров всей антенной решетки. В бесконечной решетке падение коэффициента усиления доходит до нуля. В литературе эти провалы иногда называют «аномальными» нулями. Место положения аномального нуля внутри сектора сканирования зависит от расстояния между излучателями решетки, а возможность его возникновения связана с ориентацией максимумов множителя решетки высших порядков относительно некоторой опасной зоны, ширина которой определяется размерами раскрыва одного излучателя решетки. С уменьшением размеров раскрыва одного излучателя опасная зона сужается и взаимодействие по высшим типам волн

 

 

ослабляется. Появление аномальных нулей во всем Сек­торе углов ±90° можно исключить, если достаточно ослабить взаимодействие в раскрыве за счет первых высших типов волн. Ослабление взаимодействия по пер­вым высшим типам волн означает еще большее ослаб­ление взаимодействия по следующим более высоким ти­пам волн.

 

В работе [Л 7] на основе теоретического анализа даются следующие рекомендации (табл. 6.1) для вы­бора размеров раскрывов волноводов, при которых взаимодействие высших типов волн изменяет коэффи­циент отражения ] Г| не более чем на 10% по сравнению со значением |Г|, рассчитанным с учетом только одной волны Яю во всем секторе сканирования ±90°.

Если антенна должна обеспечивать сканирование не во всем секторе углов ±90°, то можно допустить су­ществование аномальных нулей за пределами сектора сканирования, увеличивая размеры а и b по сравнению с указанными в таблице.

В настоящее время нет достаточных числовых дан­ных для составления рекомендаций по выбору разме­ров раскрыва излучателя а и b в этом случае. При про­ектировании решетки с ограниченным сектором скани­рования и необходимости использовать излучатель с размерами, большими указанных в табл. 6.1, можно ориентировочно задаться размерами раскрыва излуча­теля, а затем необходимо исследовать характер измене­ния его полной входной проводимости для разных пло­скостей сканирования, чтобы убедиться в отсутствии аномальных нулей в секторе сканирования.

Прямой метод определения полной входной проводимости излучателя с учетом взаимодействия по

 

 

высшим типам волн, используемый рядом авторов [Л 8, Л 9], заключается в следующем.

Рассматривая большую антенную решетку как бес­конечную периодическую структуру, можно поле во внешней области (при ) разложить по пространст­венным гармоникам этой структуры. Поле во внутрен­ней области (при ) может быть представлено в виде суперпозиции воли волноводного типа, из кото­рых только волна Н10 может распространяться по вол­новоду. Далее, приравнивая поля на границе внешней и внутренней областей (т. е. при ), используя метод Галеркина, определяехм коэффициенты разложения по­лей. При расчетах используется лишь ограниченное чис­ло пространственных гармоник и типов волн в волноводе, необходимое для получения хорошего приближе­ния к точному значению электромагнитного поля. Не определяя амплитуды пространственных гармоник и волноводных типов волн, входную проводимость излу­чателя можно непосредственно найти в виде отношения двух детерминантов порядков N и N—1, где N — число используемых типов волн в волноводе:

Здесь  - собственная проводимость волны i;  - взаимная проводимость волн типов i и k,  - направление максимального излучения.

Элементы детерминантов выражаются рядами по пространственным гармоникам решетки

                                                                                                                      (6.51)

Индексы  определяют тип волны в свободном пространстве.

 

Выражения для радиальной е.р и азимутальной е/ф состав­ляющих двумерного преобразования Фурье собствен­ных функций прямоугольного и круглого волноводов даны в приложениях III и IV к работе [Л 8]. Там же приведены значения других величин, входящих в фор­мулу (6.51), а также указана возможность использова­ния формул (6.50) и (6.51) при наличии диэлектрика в решетке.

Расчеты по формулам (6.50) и (6.51) могут быть выполнены только с помощью вычислительных машин.

Рис. 6.20. Коэффициент передачи мощности в децибелах для треугольной решетки прямоугольных волноводов.

 

При составлении программы необходимо разумно ограничить число учитываемых типов волн. Имеющиеся в литературе примеры расчетов позволяют сформулировать следующие рекомендации. Число волноводных ти­пов волн N может быть взято небольшим (N = 3 или даже 2).

Для узких раскрывов одного излучателя набор учитываемых типов волн может быть следующим: при ; при ; для квадратных раскрывов; при ; при .

Ряды по пространствен­ным гармоникам для собственных и взаимных прово­димостей  сходятся медленно, при их вычислении нужно учитывать несколько сотен членов, т. е. индексы  должны доходить до 25-30 каждый.

Для уменьшения объема вычислительной работы с помощью исследования, проведенного в работе [Л 7], можно предсказать плоскости сканирования, в которых наиболее возможно появление аномальных нулей.

В работе [Л 7] используется понятие «кратера проводимости»  на который в пространстве направляющих косинусов  проектируются парциальные диаграммы направленности различных типов волн. При тех углах сканирования (), при которых один из высших максимумов множителя решетки попадает в область больших мнимых положительных значений функции , вероятно появление аномального нуля.

Для иллюстрации влияния взаимодействия с учетом высших типов волн на рис. 6.20 показано появление аномального нуля в диаграмме направленности одного излучателя в решетке в трех различных плоскостях сканирования. Из рис. 6.20 видно, что наиболее опас­ной в треугольной решетке будет диагональная пло­скость сканирования.

На рис. 6.21 для одного частного случая треугольной решетки с расстояниями ,  показано

 

 

изменение положения аномального нуля  при измене­нии размера раскрыва излучателя , размер . При  взаимодействие по высшим типам волн не проявляется, при увеличении размера  появляется аномальный нуль, который с ростом  при­ближается к нормали. Качественно такое же поведение аномального нуля будет наблюдаться в решетках с дру­гими размерами.

 

 

6.12. Рекомендации по проектированию
рупорно-волноводных фазированных решеток

1. При проектировании сканирующих рупорно-волноводных решеток надо иметь в виду, что взаимодейст­вие между излучателями в ряде случаев может сущест­венно повлиять па изменение коэффициента усиления антенны в секторе сканирования и на согласование пи­тающих волноводов с излучателями.

2. При расчете решеток волноводных (или рупор­ных) излучателей, так же как при расчете большинств