Лекция 3. Тиристоры и симисторы. Оптроны

3.1. Тиристоры и симисторы

Тиристор – это полупроводниковый прибор с тремя и более p-n переходами, в вольт-амперной характеристики которого имеется участок отрицательного дифференциального сопротивления. Исходя из принципа действия, тиристор является ключевым прибором, т.е. он может находиться в одном из устойчивых состояний равновесия – или включен или

Классификация. В зависимости от числа электродов различают диодные тиристоры (динисторы), имеющие два электрода или триодные (тринисторы), имеющие три электрода (рис. 3.1). В зависимости от способности пропускать ток в одном или двух направлениях тиристоры подразделяются на однопроводящие или двухпроводящие (симметричные тиристоры – симисторы). В триодных тиристорах управление состоянием производится пот цепи управляющего электрода. При этом могут выполняться либо одна, либо две операции изменения состояния прибора. Поэтому различают одно- и двухоперационные тиристоры. В однооперационных (незапираемых) по цепи управления осуществляется только

 

отпирание тиристора. Двухоперационные тиристоры допускают по цепи управления и отпирание (как в рассмотренном выше случае), так и запирание при подаче на управляющий электрод импульса отрицательной полярности относительно катода.

Принцип действия. Наиболее простой является четырехслойная полупроводниковая структура типа p1-n1-p2-n2 (рис.3.2). Крайние области, имеющие высокую концентрацию основных носителей заряда, называют эмиттерами, а центральные области (с низкой концентрацией носителей заряда) – базами. Электрод, присоединенный к эмиттеру р1, называют анодом, а к эмиттеру n2– катодом. Базы тиристора отличаются концентрацией примесных атомов и толщиной. База р2 имеет более высокую концентрацию примесных атомов и меньшую толщину, чем база n1. К базе р2 подсоединяют управляющий электрод. При отсутствии внешнего напряжения на p-n переходах тиристора П1–П3 устанавливается

 

состояние термодинамического равновесия, при котором токи дрейфа и диффузии, проходящие через p-n переходы, взаимно уравновешиваются. Общий ток тиристора равен нулю. Если на тиристор подать напряжение U _АК прямой полярности (как на рис. 3.2), то эмиттерные переходы П1 и П3 будут включены в прямом направлении, а переход П2 – в обратном. Поскольку сопротивление открытых эмиттерных переходов невелико, то всё внешнее напряжение будет приложено к закрытому переходу П2. Дырки, инжектированные из эмиттера р ⁺1, диффундируют через базу n ⁻1 к закрытому p-n переходу, перебрасываются его полем в область базы р ⁻2 и далее движутся катоду. Аналогичным образом происходит встречное движение электронов, инжектированных из n ⁺2 эмиттера. При этом через тиристор проходит небольшой ток, зависящий от внешнего напряжения, инжекции эмиттерных p-n переходов, рекомбинации носителей заряда в базах, термогенерацией носителей заряда в базах и объеме обратно включенного коллекторного p-n перехода П2, а также эффектом лавинного размножения носителей заряда в объеме p-n перехода П2:

, (3.1)

где I _КО – обратный ток перехода П2, - коэффициент передачи дырочного тока через n ⁻1 базу; - коэффициент передачи электронного тока через р ⁻2 базу.

Если к управляющему электроду приложить положительное относительно

 

 

катода напряжение, то в цепи управляющего электрода потечет ток управления , увеличивающий общий ток тиристора и будет происходить снижение потенциального барьера p-n перехода П3. Уравнение (3.1) при этом примет вид:

(3.2)

Тиристор можно перевести из состояния низкой проводимости (закрыт) в состояние высокой проводимости (открыт) двумя способами. Первый способ связан с повышением напряжения анод-катод U_{АК ,} приложенным к тиристору прямой полярностью при токе управления . Повышение напряжения вызывает увеличение тока через коллекторный переход за счет увеличения тока утечки по поверхности перехода и умножения в нем носителей за счет их лавинного размножения в объеме p-n перехода П2. Рост тока в свою очередь вызывает увеличение коэффициентов и , что приводит к росту количества носителей заряда, инжектируемых эмиттерными p-n переходами и т.д. При достижении напряжения включения U_ВКЛ рост концентрации носителей заряда в закрытом p-n переходе П2 принимает лавинообразный характер и происходит скачкообразное включение тиристора (рис. 3.3). Ток через тиристор скачком возрастает до величины I_A, определяемой внешним напряжением и сопротивлением нагрузки.

Второй способ включения связан с подачей напряжения положительной полярности на управляющий электрод тиристора относительно катода. В этом случае ток управления I_у, протекающий в цепи управляющего электрода, снижает потенциальный барьер p-n перехода П3, что приводит к увеличению коэффициента и росту тока через тиристор (составляющая I_у в выражении (3.2)). Вследствие этого, включение тиристора происходит при меньшем напряжении между анодом и катодом.

Выключение тиристора на постоянном токе, т.е. перевод его с рабочего участка de на участок bc или ab производится при снижении тока нагрузки до величины, меньшей тока удержания I_УД или приложении обратного напряжения к тиристору.

Симметричные тиристоры (симисторы) предназначены для работы на переменном токе. Их можно представить как два встречно включенных параллельно тиристора, поэтому они имеют симметричную вольт-амперную характеристику, расположенную в первом и третьем квадрантах.

На практике тиристоры включают, как правило, с помощью импульсов управления. Процесс включения тиристоров зависит от многих факторов: параметров цепи управления, свойств полупроводниковой структуры и её температуры, параметров цепи нагрузки. Основные статические параметры цепи управления тиристоров определяют из диаграммы управления, характеризующей область токов и напряжений сигнала управления, при которых происходит включение тиристора (рис. 3.4). На этой диаграмме в системе международного обозначения показаны следующие параметры:

U_G - постоянное напряжение управления;

I_G - постоянный ток управления;

U_GТ – отпирающее постоянное напряжение управления;

I_GТ - отпирающий постоянный ток управления;

U_FGM – прямое импульсное напряжение управления;

I_FGM – прямой импульсный ток управления;

Р_GM – импульсная рассеиваемая мощность управления.

Границами диаграммы управления являются ВАХ цепи управляющего электрода, снятые при максимальной (левая кривая) и минимальной (нижняя кривая) температурах полупроводникового элемента, а также кривая импульсной рассеиваемой мощности управления, которая зависит от относительной длительности импульса.

 

При выборе параметров импульса управления необходимо стремиться к возможно коротким импульсам с минимальной длительностью переднего фронта и максимально допустимой амплитудой тока. Это способствует уменьшению времени включения,

мощности потерь и повышения стойкости тиристора к повышенным значениям di / dt. При активной и активно-емкостной нагрузке минимально допустимая длительность импульса управления зависит только от параметров тиристора и составляет 2 -10 мкс. При активно-индуктивной нагрузке минимально допустимая длительность импульса управления может достигать единиц миллисекунд.

 

Симметричные тиристоры (симисторы)

Это тиристоры, которые отпираются при любой полярности напряжения и проводят ток в оба направления. Симмистор можно получить путем встречно-параллельного включения двух тиристоров и объединения управляющих электродов.

На рис. 3.5 показана структура симметричного тиристора и его ВАХ. В зависимости от полярности напряжения поочередно работает или левая, или правая половина.

 

 

Тиристоры бывают:

- маломощные (I ≤ 0,3 А);

- средней мощности (0,3 А < I ≤ 10 А);

- большой мощности (I = 10…350 А и больше).

Силовые симисторы имеют маркировку ТС –ХХХ – К, где:

ТС – тиристор симметричный

ХХХ – прямой ток, А;

К – класс симистора, который определяется как К = U_МЗ / 100 B, где U_МЗ – максимально допустимое напряжение в закрытом состоянии. Величина К может достигать значений до 16 -18 едениц.

Тиристоры (симисторы) применяются в различных схемах электроники и автоматики, в преобразователях напряжения переменного тока, в качестве твердотельных реле переменного тока и т.д.

3.2. Оптроны

 

Оптрон – полупроводниковый прибор, содержащий источник излучения (ИИ), фотоприемник (ФП), объединенные в одной конструкции, которые могут быть связаны оптически, электрически или одновременно обеими связями (рис. 3.6).

 

В качестве ИИ, как правило, выступают арсенидо-галлиевые излучающие светодиоды с длиной волны излучения порядка 1 мкм. В качестве ФП используются фоторезисторы, фотодиоды, фототранзисторы и фототиристоры (фотосимисторы). Связующим элементом между ИИ и ФП служат пассивные или активные оптические среды (ОС). В оптронах с прямой внутренней оптической связью осуществляется преобразование: электрический сигнал – оптический сигнал – электрический сигнал. В современной технике наибольшее распространение получили диодные, транзисторные и тиристорные (симисторные) оптопары (рис. 3.7).

Входная цепь оптопар определяется параметрами излучающего диода:

входным током через диод I_вх и падением напряжения на диоде ΔU при заданном значении входного тока. Предельные значения (входной постоянный ток I_вх.п.) и ΔU для разных типов излучающих светодиодов приводятся в паспортных данных.

Для большинства современных оптронов значение I_вх.п. равно 10 мА или 20 мА, а

ΔU =1,3…1,5 В. Для задания этих параметров во входной цепи необходимо установить балластное сопротивление:

R _б = (U _вх - ∆U)/ I _{вх. п.} ,,

где U_вх - входное напряжение оптопары.

Параметры выходной цепи оптопар определяются параметрами соответствующих фотоприемников. Усилительные свойства оптопар характеризуются статическим коэффициентом передачи тока K _I = I _вых / I _вх.

 

В диодных оптопарах коэффициент передачи измеряется в процентах, он примерно равен значению квантового выхода светодиода и составляет единицы процентов. Для описания свойств диодных оптопар используются передаточные и выходные вольт-амперные характеристики в фотодиодном режиме. Передаточные характеристики

I _вых = f(I _вх) для диодных оптопар практически линейны. Выходная характеристика оптопары аналогична обратной ветви вольт-амперной характеристики фотодиода. Обратный ток практически не зависит от напряжения. Этот класс оптопар имеет самое высокое быстродействие.

В транзисторных оптопарах, как правило, используются фототранзисторы со структурой n-p-n на основе кремния, чувствительные к излучению с длиной волны около 1 мкм. При отсутствии излучения в цепи коллектора фототранзистора, включенного по схеме с общим эмиттером, протекает обратный (темновой) ток. При облучении в базовой области генерируются пары электрон- дырка. Электроны вытягиваются из базы в сторону положительно заряженного коллектора, а дырки остаются в базе и создают положительный заряд. Это эквивалентно возникновению отпирающего тока базы транзистора, вследствие чего ток коллектора увеличивается. Соотношение между токами базы и коллектора следующее:

I_вых = h _21Э I _ф.б, где h _21Э – коэффициент передачи тока базы транзистора; I_вых – выходной ток в цепи коллектора; I_ф.б – генерированный излучением фототок в базе фототранзистора.

Таким образом, фототранзистор обладает внутренним усилением фототока. Коэффициент передачи тока K_I в транзисторных оптопарах достигает десятков единиц.

Выходные ВАХ нелинейные и имеют вид как и у биполярного транзистора, включенного по схеме с общим эмиттером. Выходной ток зависит от входного (фототока базы) и напряжения между коллектором и эмиттером. Специфическими для транзисторных оптопар являются следующие параметры:

· максимальный выходной ток I_{вых. max} – ток фототранзистора, при котором обеспечивается заданная надежность при длительной работе;

· максимальное коммутируемое напряжение на выходе U_{ком. max};

· время включения t_вкл – интервал времени между моментами нарастания входного сигнала до уровня 0,1 и спада выходного напряжения транзисторной оптопары до уровня 0,1 максимального значения;

· время выключения t_выкл – интервал времени между моментами спада входного сигнала до уровня 0,9 и нарастания выходного напряжения транзисторной оптопары до уровня 0,9 максимального значения.

В симисторных оптопарах в качестве приёмного элемента используется кремниевый фотосимистор. При облучении n-базы генерируются пары носителей заряда – электронов и дырок, что приводит к усилению инжекции неосновных носителей из эмиттерных областей, лавинообразному нарастанию тока через структуру и отпиранию симистора. Фотосимистор обладает большим внутренним усилением фототока. Специфическими для симисторных оптопар являются порядка 20 параметров, некоторые из них приведены ниже:

· ток включения I_вкл – постоянный прямой входной ток, который переводит оптопару в открытое состояние при заданном режиме на выходе;

· импульсный ток включения I_{вкл. и} – амплитуда входного импульсного тока заданной длительности_, при которой оптопара переходит в открытое состояние;

· входное напряжение U_вх – постоянное напряжение на входе оптопары при заданном токе включения;

· выходной удерживающий ток I_{вых. уд} – наименьший выходной ток, при котором симистор ещё находится в открытом состоянии при отсутствии входного тока;

· время включения t_вкл – интервал времени между входным импульсом тока на уровне 0,5 и выходным током на уровне 0,9 максимального значения;

· электрическая прочность изоляции U_изол..между силовой и управляющей цепями.

Основными характеристиками симисторных оптопар являются: входная характеристика I _вх = f(U _вх), при снятии которой фиксируется момент включения оптопары и выходная ВАХ, которая является нелинейной и симметричной.

В современной электронике оптопары находят применение в схемах преобразования уровней сигналов, схемах согласования датчиков с измерительными блоками, гальванической развязки в линиях связи и гальванической развязки между силовой и управляющей цепями в различных преобразовательных устройствах, коммутирующих большие токи.

 

 

Раздел 2. Источники вторичного электропитания

 

Лекция 3. Классификация преобразователей электрической энергии в электрическую. Неуправляемые выпрямители (АC-DC преобразователи): схемы однофазных и многофазных выпрямителей; основные параметры выпрямителей; (расчет однофазных схем выпрямления. Сглаживающие фильтры.

Управляемые выпрямители; регулировочные характеристики выпрямителей при работе на активную нагрузку. Преобразователи напряжения переменного тока в напряжение переменного тока (циклоконверторы -АС-АС преобразователи. Преобразователи напряжения постоянного тока в напряжение переменного тока (инверторы -DС-АС преобразователи).

Самостоятельное изучение: однофазный двухполупериодный выпрямитель с выводом средней точки трансформатора; преобразователи напряжения переменного тока в напряжение переменного тока (циклоконверторы -АС-АС преобразователи); сглаживающие фильтры; преобразователи напряжения постоянного тока в напряжение переменного тока (инверторы -DС-АС преобразователи);стабилизаторы напряжения.

3.3. Классификация преобразователей электрической энергии в электрическую

Примерная классификация преобразователей электрической энергии в электрическую приведена на рис. 3.8.

Рассмотрим работу основных типов преобразователей.

3.4. Преобразователи напряжения переменного тока в напряжение постоянного тока -(выпрямители - АС – DC преобразователи).

Выпрямление является процессом преобразования переменного тока в постоянный. В соответствие с рис.3.8. существует два типа выпрямителей: выпрямители, работающие на частоте сети и выпрямители, работающие на высокой частоте. Блок-схемы выпрямительных устройств (ВУ) указанных типов приведены на рис. 3.9. Принятые обозначения:

TV – сетевой трансформатор, В- схема выпрямления, СФ – сглаживающий фильтр,

ИН – инвертор напряжения, работающий на частоте f₂ >> f₁ , TVВЧ – трансформатор высокочастотный. Трансформатор предназначен для гальванического разделения источника (сети) и нагрузки. Он может быть понижающим или повышающим. Выпрямитель (В) содержит нелинейные элементы (диоды); эта схема может быть простой или сложной,

однофазной или трехфазной. Сглаживающий фильтр (СФ) предназначен для снижения пульсаций на нагрузке.

В зависимости от возможности регулирования напряжения на нагрузке, выпрямители подразделяются на неуправляемые и управляемые.

Рассмотрим основные схемы неуправляемых выпрямителей, работающих от сети.

Неуправляемые выпрямители строятся на базе неуправляемых вентилей (диодов). В таких устройствах величина выпрямленного напряжения является неизменной, а конкретное ее значение определяется параметрами трансформатора и типом схемы выпрямления. Существуют три однофазные и две трехфазные схемы выпрямления. Однофазные схемы: однополупериодный выпрямитель, двухполупериодный выпрямитель с нулевым выводом и однофазный мостовой выпрямитель. Трехфазные схемы: трехфазный выпрямитель с нулевым выводом (схема Миткевича) и трехфазный мостовой выпрямитель (схема Ларионова).

3.4.1. Однофазные схемы выпрямления

В схеме однофазного однополупериодного выпрямителя (рис.3.10) диод проводит ток только в течение одного полупериода питающего напряжения, когда анод диода находится под положительным потенциалом, а катод - под отрицательным. Временные диаграммы напряжений в схеме выпрямителя приведены на рис. 3.11.

 

С учетом активного сопротивления вторичной обмотки трансформатора r_a, мгновенное значение напряжения на нагрузке будет меньше мгновенного значения напряжения на вторичной обмотке трансформатора u_2. Поэтому амплитудное значение выпрямленного напряжения на нагрузке будет определяться соотношением:

 

U_m = U_2m R_H / (R_H + r_a) = U_2m , где -условный к.п.д. анодной цепи.

 

 

Основными параметрами выпрямителя являются

 

- среднее значение выпрямленного напряжения U_СР (постоянная составляющая)

; (3.3)

- действующее (эффективное) значение U_Эф напряжения

(3.4)

- период пульсаций выпрямленного напряжения Т_П (в данной схеме он равен периоду питающей сети Т);

 

- частота пульсаций выпрямленного напряжения

 

 

, (3.5)

 

где f = 1/T – частота питающей сети, а - число пульсаций выпрямленного напряжения за период питающей сети;

- коэффициент пульсаций выходного напряжения К_{П (q),} определяемый отношением амплитуды q-й гармонической составляющей к среднему значению напряжения U_СР. Коэффициент пульсаций обычно определяется по амплитуде первой (основной) гармонической (q =1):

 

(3.6)

 

 

- обратное напряжение, приложенное к закрытому диоду U_{обр. max} . Для рассматриваемой схемы U_{обр. max} = U_m ≈ U_2m

В данной схеме выпрямления ток во вторичной обмотке протекает в одном направлении, т.е. является постоянным (по направлению). Это приводит к размагничиванию сердечника трансформатора и, как следствие, к большой типовой мощности трансформатора. Для однофазного однополупериодного выпрямителя типовая мощность S_T = 3,09 Р_НОМ , где Р_НОМ = U_СР*I_СР -номинальная мощность выпрямителя.

Из-за низкой эффективности рассмотренной схемы наибольшее применение находят схемы двухполупериодного выпрямителя с нулевым выводом и однофазного мостового выпрямителя (рис. 3.12. а, б соответственно).

В схеме двухполупериодного выпрямителя со средней точкой (см. рис. 3.12,а) вторичная обмотка силового трансформатора ТV имеет три вывода: два от концов обмотки и третий - от ее середины. То есть эта схема состоит из двух однополупериодных выпрямителей, поочередно работающих на общую нагрузку R_H: в положительный полупериод работает диод VD1 от напряжения u₂₁, в отрицательный – диод VD2 от напряжения u₂₂. Ток и напряжение на R_H будут пульсирующими и будут иметь одно направление (см. рис. 3.13, б). В схеме однофазного мостового выпрямителя в положительный полупериод напряжения u₂ работают диоды VD1 и VD4, в отрицательный – диоды VD2 и VD3. Выпрямленный ток в оба полупериода пульсирует через R_H в одном направлении (см. рис. 3.13, б). Вторичная обмотка проводит одинаковый ток в оба полупериода в разных направлениях, следовательно постоянный ток в ней отсутствует, а значит и размагничивание сердечника трансформатора. Частота пульсаций основной гармоники выпрямленного напряжения в рассмотренных схемах составляет f_П = f m_п = 50 * 2 =

100 Гц, так как число пульсаций выпрямленного тока и напряжения за период сети

m_п = 2. Коэффициент пульсаций К_{П (q)} может быть определен по соотношению:

К_{П (q)} = 2/ (q² m_п² – 1) (3.7).

 

 

 

3.4.2. Трехфазные схемы выпрямления - схема с нулевым выводом и трехфазная мостовая схема представлены на рис. 3.14. а, б соответственно.

 

Трехфазная схема с нулевым выводом (рис. 3.14, а) содержит три диода. Каждый диод проводит ток в течение трети периода (рис. 3.15, б), когда напряжение в его фазе превышает значение напряжений в других фазах. Следовательно, в каждый момент времени к нагрузке приложено фазное напряжение вторичной обмотки. Через каждую фазу вторичной обмотки проходит постоянная составляющая тока, равная I_H / 3, поэтому каждый стержень сердечника подвергается вынужденному подмагничиванию. Однако этот поток в трехфазном трансформаторе замыкается по воздуху и оказывается весьма мал. Частота пульсаций основной гармоники выпрямленного напряжения в рассмотренной схеме составляет f_П = f m_п = 50 * 3 =150 Гц.

 

 

Трехфазная мостовая схема (рис. 3.14, б) содержит шесть диодов, объединенных в две группы: анодную (VD1, VD3, VD5) и катодную(VD2, VD4, VD6). В катодной группе проводит ток тот диод, потенциал анода которого превышает потенциалы двух других диодов; в анодной группе оказывается проводящим тот диод, чей потенциал катода неже потенциалов двух других. В любой момент времени ток проводят два диода – один из анодной группы, другой – из катодной. К нагрузке приложено линейное напряжение вторичной обмотки. Угол проводимости диодов составляет одну шестую периода (рис. 3.15, в).

Частота пульсаций основной гармоники выпрямленного напряжения в рассмотренной схеме составляет f_П = f m_п = 50 * 6 =300 Гц.

Лекция 4

4.1. Управляемые выпрямители

 

Управляемые выпрямители строятся на базе управляемых вентилей (тиристоров). Принцип действия управляемого выпрямителя (рис. 4.1) основан на использовании импульсно-фазового закон управления. Сущность этого закона заключается в управлении временем нахождения тиристора в открытом состоянии в течение каждого полупериода питающего напряжения. Момент открытия тиристора регулируется с помощью импульса управления, сдвинутого относительного питающего напряжения по фазе на угол α, называемый углом управления (рис. 4.2). Этот угол формируется системой управления (СУ) относительно прохождения питающего напряжения точек 0, 2π, 4π и т.д. Изменяя угол управления α в диапазоне 0 ≤ α ≤ 180^○ , можно регулировать среднее значения выпрямленного напряжения на нагрузке, которое определяется интегральным соотношением:

. . (4.1)

При α = 0 выпрямитель будет неуправляемым и . Тогда (4.1) можно записать

в виде . (4.2)

 

Зависимость среднего значения выпрямленного напряжения от угла управления носит название регулировочной характеристики, вид которой приведен на

рис. 4.3.

 

 

Следует отметить, что регулирование выпрямленного напряжения путем изменения моментов отпирания тиристоров, связано с искажением формы напряжения и тока вентилей, обмоток трансформатора и цепи нагрузки, а также со сдвигом фаз основных гармоник тока и напряжения по сравнению с неуправляемым режимом.

4.2. Преобразователи напряжения переменного тока в напряжение переменного тока (циклоконверторы -АС-АС преобразователи.

Регулируемые преобразователи переменного напряжения (AC – AC преобразователи) строятся, как правило, на основе полупроводникового ключа, функцию которого выполняет или симистор или два включенных встречно-параллельно тиристора, включаемых последовательно с нагрузкой в цепь питающего переменного напряжения (рис.4.4). Работой ключа управляет схема управления (СУ), коммутирующая ключ по определенному закону управления. В таких устройствах применяют импульсно-фазовый метод регулирования или широтно-импульсное регулирование на пониженной частоте. Импульсно-фазовый метод регулирования основывается на управлении действующим значением переменного напряжения на нагрузке путем изменения длительности открытого состояния ключа в течение полупериода питающего напряжения. При этом возможно регулирование с отстающим углом управления при использовании симисторов (рис. 4.5. а) или с опережающим углом управления при использовании двух включенных встречно-параллельно запираемых тиристоров (рис. 4.5,б). Наиболее распространенным является синхронный принцип импульсно-фазового управления, при котором синхрони­зация управляющих импульсов, формируемых СУ, осуществляется напряжением сети пе­ременного тока с помощью узла синхронизации НО (ноль органа), который фиксирует моменты прохождения питающим напряжением точки 0 (рис. 4.6, б).

 

 

При фазовом регу­лировании с отстающим углом управления α, открытие симистора в каждой полуволне питающего напряжения происходит в момент формирования импульса управления α, а запирание осуществляется после достижения точек π, 2π, 3π… за счет изменения полярно­сти переменного напряжения (рис.4.5, а).

 

Дли­тельность проводящего состояния симистора в каждом полупериоде определяется углом y = p - α.. Час­тота следования импульсов синхронизации и импульсов управления составляет 100Гц.

Изменяя угол управления α в пределах от 0⁰ до 180⁰ , можно изменять величину действующего напряжения, а соответственно и мощность в на­грузке переменного тока. Действующее значение напряжения при активной нагрузке мо­жет быть определено из соотношения:

= , (4.3)

где U – действующее значение переменного напряжения на входе.

Зависимость действующего значения напряжения преобразователя на нагрузке от угла управления называется регулировочной характеристикой.

Широтно-импульсный метод регулирования на пониженной частоте основывается на изменении числа периодов переменного напряжения, подводимого к нагрузке. Иллюстрация данного принципа работы преобразователя показана на рис. 4.7. Этот метод позволяет осуществлять регулирование мощности в нагрузке в диапазоне от Р = U² / R_Н до нуля. Для его реализации требуется схема вида рис.4.4. В качестве схемы управления СУ можно использовать цифровые ШИМ генераторы, формирующие последова­тельность импульсов с периодом РРх и шириной импульса PWx, длительности которых должны быть кратны длительности периода питающей сети Т_С =20 ms. Ноль орган обеспечивает синхронизацию ШИМ модуля с входным на­пряжением в момент окончания его периода модуляции РРх.

4.3. Преобразователи напряжения постоянного тока в напряжение переменного тока (инверторы - DС-АС преобразователи).

Получение одно- или многофазного переменного напряжения (АС) из постоянного напряжения (DC) называется инвертированием, а сами устройства, выполняющие данное преобразование, инверторами.

На рис. 4.8. показана схема инвертора, называемая двухтактной. Её особенности – это отвод в середине первичной обмотке трансформатора, равенство витков W ₁₁ и W ₁₂ и симметричная работа ключей К1 и К2. Будем считать, что каждый из ключей в схеме рис. 4.8 находится и состоянии ON (включен) половину периода Т. Тогда на любой обмотке трансформатора появляется симметричное импульсное напряжение с частотой f = 1/T. Ток в нагрузке зависит от ее характера. Нагрузку Z будем считать LR – нагрузкой. Диаграммы напряжения и тока для такой нагрузки показаны на рис. 4.9, в, г. В токе нагрузки можно видеть интервалы (0 – t₁ ;T/2 – (T/2 + t₁ )), когда направление тока не совпадает с направлением напряжения на нагрузке в данном полупериоде из-за индуктивного характера нагрузки. Периодическое напряжение на нагрузке (рис.4.9, в) содержит нечетные гармоники (четные отсутствуют в силу симметрии кривой напряжения относительно

 

 

оси времени). Это напряжение может быть разложено в ряд Фурье:

U_w2 = U_z = 4U₂ /π (sin ωt + 1/3(sin3 ωt) + 1/5(sin5 ωt) + …), (4.4)

 

где U₂ = U_ВХ (W₂ / W₁).

Снижение уровня высших гармоник на нагрузке возможно при использовании на выходе инвертора соответствующего фильтра, выделяющего первую гармонику, путем усложнения схемы инвертора или усложнения алгоритма работы ключей.

В качестве примера рассмотрим схему резонансного инвертора, выполненного по мостовой схеме на четырех ключах (рис. 4.10). Работа схемы основана на использовании резонансного LC-фильтра, включенного последовательно с нагрузкой. Поэтому преобразователь называют последовательным резонансным преобразователем. В современных преобразователях в качестве ключей применяются MOSFET или IGBT тран­зисторы. Для формирования переменного выходного напряжения на нагрузке в таких схе­мах поочередно переключаются накрест расположенные силовые ключи - сначала, например, половину периода Т включены ключи VT1, VT4, а в следующий полупериод - ключи VT2, VT3. Поскольку силовые вентили не являются идеальными ключами, то коммутационные процессы в них сопровождаются затяжкой во времени передних и задних фронтов напряжений и токов при переходе из за­крытого состояния в открытое и наоборот. Так, например, процесс закрытия IGBT тран­зисторов сопровождается явлением «токового хвоста», связанного с процессом рассасы­вания основных носителей в полупроводниковой структуре ключа. Это может привести к тому, что в момент переключения пар транзисторов инверторного моста, могут оказаться одновременно включенными ключевые элементы, относящиеся к общей фазе (полумосту) –VT1, VT2 или VT3, VT4. При этом через ключи и источник питания будет протекать «сквозной» ток, который приведет к выходу транзисторов из строя. Для исключения эф­фекта «сквозного» тока между открытием и закрытием ключей вводится «мертвое время» - промежуток времени, когда все ключи закрыты.

Регулирование переменного напряжения на нагрузке u_вых осуществляется изменением частоты управляющих сигналов (ЧИР регулирование), поступающих на ключи. Как известно, резонансная частота LC-фильтра ω₀ = 1/ √LC. Амплитуда напряжения первой гармоники на нагрузке U_{m вых} определяется комплексным сопротивлением RLC цепи и напряжением в диагонали моста:

U_{m вых} = 4 U_вх R /π ž, (4.5)

где ž – модуль комплексного сопротивления Z = R + j(ω_k L – (1/ ω_k C)) (4.6).

Из (4.6) можно выразить ž:

ž = 1/ ω_k C √ (Rω_kC)² + (ω²_k LC – 1)² . (4.7)

При частоте коммутации ω_k = ω₀ сопротивление Z минимально и равно R. Уменьшение и увеличение ω_k относительно ω₀ приводит к увеличению ž и, следовательно, уменьшению амплитуды напряжения первой гармоники согласно (4.5).

Модуль после преобразований с учетом (4.5) можно представить как:

ž = R √ 1 + 4 ξ² [1 – (1/(ω_k / ω₀ )² ]² , (4.8)

ξ = (√L/C) / 2R – коэффициент, равный отношению волнового сопротивления LC-контура к удвоенному сопротивлению нагрузки. Этот коэффициент связан с добротностью контура.

Подставив (4.8) в (4.5) можно окончательно получить:

U_{m вых} = (4 U_вых / π) /√1 + 4 ξ² [1 – (1/(ω_k / ω₀ )² ] (4.9).

Из (4.14) видно, что выходное напряжение зависит как от частоты ω_k, так и от коэффициента ξ. Чем больше добротность контура (больше