Магистральные приемные устройства

Под магистральной связью понимают прямую (без ретрансляций) одностороннюю или двустороннюю дальнюю связь между отдельными корреспондентами. Наиболее характерными особенностями магистральных линий связи является их большая протяженность (до десятков тысяч километров), высокие требования к достоверности передачи информации и достаточно большой ее объем.

Для магистральной связи используется диапазон частот от 3 до 30 МГц. Применяются различные виды модуляции, обеспечивающие телефонный или телеграфный режим работы. Из многочисленных применяемых режимов назовем следующие: А1 ─ телеграфия при амплитудной манипуляции, А3 ─ телефония при амплитудной модуляции, F1 ─ телеграфия при частотной (или фазовой) манипуляции, F3 ─ телефония при частотной модуляции. Кроме упомянутых выше двухполосных сигналов, широко применяются однополосные, в том числе с ослабленной или подавленной несущей. При излучениях типов A1, A3, F1, F3 используют слуховой прием сигналов на одну или две пары телефонов, а также на громкоговоритель. Телеграфные сигналы часто регистрируются непосредственно на телеграфный аппарат.

Выделяют три основных класса магистральных радиоприемных устройств. К первому классу относятся адаптивные приемники, реализующие предельно достижимые на данном уровне развития радиотехники параметры. Они могут иметь большие габариты, высокую стоимость, потреблять значительную мощность от источников питания, обслуживаться достаточно квалифицированным персоналом.

Ко второму классу относятся приемники с плавной или дискретной установкой частоты, имеющие нестабильность частоты приема не более 5·10^-5 и высокие, но не предельные электрические показатели.

Третий класс ─ это приемники с плавной установкой частоты (с нестабильностью порядка 5·10^-4), имеющие только слуховые виды работы, местное (ручное или автоматическое) управление, обладающие высокой надежностью и экономичностью, малыми габаритами и весом. Допускается незначительное ухудшение второстепенных электрических параметров по сравнению со вторым классом.

Пороговая чувствительность приемников в единицах кТ ₀ (коэффициент шума) составляет 7…13 дБ (5…20). Ослабление побочных каналов приема достигает 80…120 дБ. Двухсигнальная избирательность нормируется на уровне 60…100 дБ. Для расширения динамического диапазона используются ручная и автоматическая регулировки усиления, имеющие глубину регулировки соответственно 55…80 (ручная) и 55…115 (автоматическая) децибел.

В главном тракте приема используется двукратное или трехкратное преобразование частоты, что позволяет реализовать высокую селективность как по соседнему, так и по зеркальному каналам приема. Первая промежуточная частота выбирается выше наибольшей частоты рабочего диапазона (35…50 МГц). В результате зеркальный канал оказывается далеко за пределами настройки приемника и достигается значительное (до 100 дБ) ослабление зеркальных помех. Основная селекция осуществляется уже в тракте первой промежуточной частоты приемника за счет применения кварцевых либо монолитных фильтров сосредоточенной селекции. При выборе второй промежуточной частоты руководствуются соображениями обеспечения избирательности по соседнему и второму зеркальному каналам приема, а также согласования ширины спектра сигнала и полосы пропускания УПЧ. Значения второй промежуточной частоты в профессиональных приемниках варьируется от 0,2 до 1,6 МГц.

Перекрытие диапазона частот обеспечивается перестройкой одного (первого) гетеродина, при этом промежуточные частоты являются фиксированными. Однако возможны варианты с изменением частоты двух и более гетеродинов, а также с переменным значением первой промежуточной частоты.

Типовая структурная схема профессионального приемника коротковолнового диапазона приведена на рис. 3.

Сигнал от антенны проходит через фильтр Z1 входной цепи, аттенюатор R и усилитель А1, после чего поступает на первый смеситель V1. Фильтр Z1 обычно представляет собой неперестраиваемую систему контуров, с помощью которой осуществляется предварительная селекция сигналов в пределах выбранного диапазона волн. Полоса пропускания фильтра равна ширине поддиапазона. При смене поддиапазона меняется фильтр.

Высокочастотный аттенюатор R может иметь ручное или автоматическое управление. Его целесообразно выполнить на p-i-n диодах, имеющих очень малое сопротивление в открытом состоянии. Благодаря этому для слабых сигналов коэффициент передачи аттенюатора имеет значение близкое к единице.

Усилитель А1 должен удовлетворять требованиям высокой линейности и малого коэффициента шума. В рассматриваемой схеме это широкополосный неперестраиваемый усилитель.

Первое преобразование частоты осуществляется «вверх». Ориентируясь на международную регламентацию диапазона КВ (5…30 МГц), значение первой промежуточной частоты выбирают выше 30 МГц. Генератор плавного диапазона G1 обеспечивает настройку приемника на частоту сигнала выбранной станции. Первая промежуточная частота выделяется фильтром Z2. Далее сигнал поступает на вход усилителя А2, нагрузкой которого является второй преобразователь частоты V2.

Вторая промежуточная частота выбирается достаточно низкой. На ней происходит основное усиление сигнала. Второй гетеродин G2 ─ неперестраиваемый и высоко стабильный. Его частота выбирается в соответствии со стандартом на частоты современного ряда кварцевых резонаторов. Сигнал второй промежуточной частоты выделяется фильтром Z3 и усиливается резонансным усилителем А3, после чего поступает на вход детектора V3. Низкочастотный сигнал с выхода детектора усиливается усилителем низких частот А4, нагрузкой которого является динамик.

Радиоприемник снабжен двухпетлевой системой автоматической регулировки усиления. Цепь АРУ-1 состоит из детектора АРУ AD-1 и фильтра низких частот. Эта цепь обеспечивает линейность работы усилителей А1 и А2 при резком возрастании уровня сигналов в антенне. Она является защитой не только от перегрузки каскадов приемника полезным сигналом высокого уровня, но и от интермодуляционных искажений, вызываемых одновременным действием мощных внеполосных помех. С этой целью управляющее напряжение в цепь АРУ-1 снимается до полосового фильтра Z2, т.е. до проведения основной фильтрации. В случае помехи высокого уровня коэффициент передачи аттенюатора R уменьшается, что предотвращает появление перекрестной модуляции или интермодуляционной помехи. В цепь АРУ-2 входят детектор АРУ AD-2 и фильтр низких частот. Эта цепь предотвращает перегрузку усилителя низких частот А4 в случае резкого возрастания уровня полезного сигнала. В этом случае действие АРУ-2 сводится к уменьшению усиления УПЧ-2 А3 и обеспечению линейности его работы.

Чувствительность, динамический диапазон и линейность тракта приема во многом зависят от правильности распределения усиления по каскадам. В процессе проектирования приходится принимать компромиссное решение, удовлетворяющее в той или иной мере требованиям как по чувствительности, так и по линейности тракта. Увеличение усиления в первых каскадах приемника приводит к увеличению чувствительности, но может привести к уменьшению динамического диапазона. Уменьшение усиления, наоборот, позволяет расширить динамический диапазон, но приводит к снижению чувствительности.

 

 

f 1

f 2

f Г1

АД-1

АРУ-1

G1

R

Z1

A1

V1

Z2

55,5 МГц

f 2

f 3

f Г2

АД-2

А4

АРУ-2

V3

A3

Z3

V2

A2

G2

54 МГц

Рис.Рис.33. Структурная схема профессионального коротковолнового приемника

 

В КВ-приемниках с преобразованием частоты «вверх» из входных цепей и усилителя радиочастоты обычно исключают малоэффективные перестраиваемые резонансные системы типа одиночных колебательных контуров, заменяя их широкополосными неперестраиваемыми системами. Схема и реальная амплитудно-частотная характеристика полосового фильтра во входной цепи инфрадинного коротковолнового приемника приведены на рис. 4.

Селективность по зеркальному каналу и по каналу прямого прохождения без труда обеспечивается в инфрадинных приемниках также с помощью фильтра низких частот. Последовательно с ФНЧ включают фильтр верхних частот с частотой среза 1,5 МГц для ослабления помех от станций,

К

ра

f, МГц

ботаюработаю

Выход

Вход

L 1

C 1

C 2

L 2

C 3

C 4

C 5

L 3

щих в диапазонах километровых и гектометровых волн.

 

 

Рис. 4. Схема и реальная АЧХ полосового фильтра во входной цепи инфрадинного КВ - приемника

 

 

Для получения широкополосного усиления в качестве нагрузки в усилителях радиочастоты используют широкополосные трансформаторные линии ─ ШПТЛ. Пример такой схемы и типичная амплитудно-частотная характеристика приведены на рис. 5.

 

 

Рис. 5. Схема и АЧХ широкополосного УРЧ с использованием ШПТЛ

Выход

Вход

C 1

C 2

C 3

C 4

C 5

C 6

R 1

R 2

R 3

R 4

R 5

R 6

Тр-1

VT 1

+

К

f, МГц

 

Широкополосная трансформаторная линия (Тр-1) и линейная отрицательная обратная связь (С 4, R 1) позволяют получить высокую линейность в широкой полосе частот.

Преобразователи частоты оказывают существенное влияние на линейность и коэффициент шума приемника. В зависимости от типа смесительного элемента различают преобразователи на биполярных транзисторах, полевых транзисторах и на диодах. В первых преобразователях частоты чаще используют полевые транзисторы с квадратичными вольт-амперными характеристиками или диодные смесители. С целью уменьшения интермодуляционных искажений применяют балансные и двойные балансные схемы. Режим работы смесителя устанавливается так, чтобы обеспечить высокую линейность и малые собственные шумы.

На рис. 6 представлена схема кольцевого балансного смесителя, собранного на диодах Шоттки. Смеситель обеспечивает высокую линейность и малые шумы преобразования. На входе и выходе смесителя применены широкополосные высокочастотные трансформаторы ШПТЛ. Напряжение гетеродина обеспечивает перестройку приемника в пределах выбранного поддиапазона. Напряжение промежуточной частоты с трансформатора Тр-1 подается на вход диплексора, реализованного по Г-образной схеме. Характеристика диплексора обеспечивает прохождение сигнала промежуточной частоты 55,5 МГц без затухания и фильтрацию всех побочных колебаний.

 

Выход

Вход

C 1

Тр-1

Тр-2 Состав ИМС

VD 1

VD 2

VD 4

VD 3

Напряжение от кварцованного гетеродина

R 1

L 1

L 2

б

С 1

Рис. 6. Принципиальная схема смесителя на диодах Шоттки с диплексором

 

Входное сопротивление кольцевых смесителей на диодах Шоттки невелико ─ порядка 50 Ом. Поэтому при подключении таких смесителей к узкополосным избирательным системам требуются согласующие цепи.

К усилителю первой промежуточной частоты предъявляются высокие требования по линейности. В качестве усилительных приборов выбирают малошумящие биполярные или полевые транзисторы. Принимаются меры по обеспечению высокой температурной стабильности режима каскадов. Усиление первой промежуточной частоты обычно составляет около 20 дБ. Частотная селекция обеспечивается применением кварцевых фильтров, фильтров на поверхностных акустических волнах (ПАВ), электромеханических фильтров или фильтров на керамической основе.

Ко второму смесителю предъявляют, как и к первому, высокие требования по линейности, но менее жесткие требования по шумам. Кроме полевых транзисторов и диодов используют схемы аналоговых перемножителей (К525ПС1, К525ПС2, К140МА1, К526ПС1).

Второй усилитель промежуточной частоты УПЧ-2 должен обеспечить основное усиление в главном тракте приемника, а также достаточно глубокую регулировку усиления. Его усиление меняется системой АРУ-2 от нескольких тысяч до нескольких десятков. Регулировка усиления не должна ухудшать линейности тракта. Для усиления могут использоваться дискретные элементы или интегральные микросхемы. Возможно использование нескольких идентичных каскадов. С выхода УПЧ-2 сигнал подается на вход детектора.

Современные тенденции развития техники приема состоят в том, что в магистральные приемники вводятся различного рода ручные и автоматические регулировки отдельных параметров (усиления, избирательности, частоты настройки) или даже предусматриваются автоматические изменения его общей структуры и алгоритма работы в зависимости от непрерывно меняющихся условий связи. Это позволяет обеспечить близкий к оптимальному прием при достаточно быстрых изменениях характеристик сигналов и помех. Специальная аппаратура автоматического контроля позволяет по заранее введенной программе производить как оценку работоспособности приемника, так и оценку качества принимаемого сигнала. Все эти меры значительно увеличивают надежность приема сообщения.

Радиолокационные приемники

Радиолокационный приемник является частью радиолокационной станции (РЛС) и работает от общей с передатчиком приемопередающей антенны. Различают РЛС непрерывного и импульсного излучения. Обработка сигнала в приемнике предусматривает обнаружение сигнала, отраженного от цели, и (или) определение его параметров. Функции обнаружения сигнала и измерения его параметров могут быть расчленены.

Оптимальный приемник простого импульсного сигнала (с базой порядка единицы) состоит из двух частей: широкополосной линейной части и оптимального обнаружителя или измерителя. В широкополосном линейном тракте производится усиление сигнала до уровня, необходимого для нормальной работы обнаружителя или измерителя, а также предварительная фильтрация сигнала. На первом этапе приемное устройство РЛС работает в режиме обнаружения сигнала. На втором решается задача измерения его параметров. Мы ограничимся задачей обнаружения.

Математически задача обнаружения сигнала на фоне флуктуационной помехи сводится к вычислению корреляционного интеграла и его сравнения с заданным порогом обнаружения. Для сигнала u (t), форма которого считается известной, формируется опорный сигнал u ₀(t), отличающийся от него только произвольным фазовым сдвигом и уровнем. Корреляционным интегралом называют результат интегрирования их произведения:

.

При φ = 0 и t _з = 0 корреляционный интеграл принимает наибольшее значение и обеспечивается наивысшее достижимое отношение сигнал/шум. Это обеспечивает наилучшие характеристики обнаружения.

Устройства, вычисляющие корреляционный интеграл, могут быть двух типов. Используется либо коррелятор, либо согласованный фильтр. Их схемы приведены на рис. 7.

u (t)

u 0(t)

t = t 1, t 2

Z

∫

Ф

Z

t = t 1, t 2

u (t)

а

б

Рис.7. Устройства, вычисляющие корреляционный интеграл: а ‑ коррелятор; б ‑ согласованный фильтр

 

 

Эти схемы применяются при когерентной обработке сигнала. В случае использования коррелятора опорный сигнал должен совпадать по фазе с принимаемым, интегрирование должно начинаться в момент прихода ожидаемого сигнала и заканчиваться в момент его окончания. В случае применения согласованного фильтра момент замыкания ключа должен совпадать с моментом окончания ожидаемого сигнала с точностью не хуже одной десятой доли периода несущей частоты импульса на входе фильтра. Указанные условия реализовать на практике достаточно сложно, поэтому обычно используются методы некогерентной обработки.

Структуры некогерентных приемников обнаружения одиночного радиоимпульса приведены на рис.8. Применяют один из следующих вариантов схемы:

- фильтровая схема;

- корреляционно-фильтровая схема;

- квадратурная схема.

 

Рис.8. Оптимальные некогерентные приемники обнаружения: а ‑ фильтровая; б ‑ корреляционно-фильтровая; в ‑ квадратурная схемы

в

СУ

ПУ

ЛД

СФ

t = t 2

U пор

Да   Нет

ПФ

ЛД

СУ

ПУ

U пор

Да   Нет

t = t 2

U оп(t)

б

а

Кор

ГОС

Кор

Кв

Кв

СУ

ПУ

cos ώ t

sin ώ t

Z 1^2

Z 2^2

│ Z │^2

t = t 2

U ^2пор

Да   Нет

СУ

ПУ

ЛД

СФ

t = t 2

U пор

Да   Нет

ПФ

ЛД

СУ

ПУ

U пор

Да   Нет

t = t 2

U оп(t)

б

а

Кор

ГОС

Кор

Кв

Кв

СУ

ПУ

cos ώ t

sin ώ t

Z 1^2

Z 2^2

│ Z │^2

t = t 2

U ^2пор

Да   Нет

 

 

Фильтровой приемник обнаружения состоит из согласованного фильтра (СФ), выполняемого обычно на промежуточной частоте, линейного детектора (ЛД), синхронизирующего устройства (СУ) и порогового устройства (ПУ). Неизвестная начальная фаза принимаемого сигнала исключается за счет применения детектора до фиксации момента окончания сигнала t = t ₂, выполняемого синхронизирующим устройством. Благодаря этому с пороговым напряжением сравнивается огибающая сигнала и требования к точности синхронизации многократно снижаются.

Корреляционно-фильтровой приемник обнаружения имеет коррелятор, работающий на промежуточной частоте. Коррелятор образован перемножителем (преобразователем частоты) и полосовым фильтром ПФ, постоянная времени которого значительно больше длительности импульса. Фильтр выполняет роль интегратора высокочастотного колебания. Сигнал на выходе коррелятора при воздействии на него радиоимпульса с прямоугольной огибающей имеет вид высокочастотного импульса с треугольной огибающей. Далее сигнал детектируется, и полученный треугольный импульс в момент достижения максимума напряжения сравнивается с пороговым уровнем.

Оптимальный квадратурный приемник обнаружения состоит из двух квадратурных каналов с корреляторами (Кор), на выходах которых установлены квадраторы (Кв). Выходные напряжения квадраторов суммируются, в результате чего образуется квадрат модуля корреляционного интеграла:

│ Z │² = Z ₁² + Z ₂²,

не зависящий от начальной фазы сигнала. Далее, как и в предыдущих схемах, следуют синхронизирующее и пороговое устройства.

Величину порога выбирают обычно в соответствии с критерием Неймана- Пирсона, при котором фиксируется вероятность ложной тревоги:

,

где U ₀ = U _пор / , Е ─ энергиясигнала, N ₀ ─ спектральная плотность мощности шума.

Качество обнаружения определяется рабочей характеристикой, представляющей собой зависимость вероятности правильного обнаружения от вероятности ложной тревоги при различных отношениях сигнал/шум.

Вероятность правильного обнаружения рассчитывается по формуле

,

где I ₀(x) ─ функция Бесселя. Отношение сигнал/шум принимается в виде γ =
= 2 Е / N ₀.

Качество всех трех видов некогерентных обнаружителей одинаково. Решение о том, какую из схем обнаружителей выбрать, определяется конструктивными соображениями.

При проектировании РЛС задают определенные значения вероятности правильного обнаружения и вероятности ложной тревоги. Затем определяют отношение сигнал/шум γ, порог обнаружения U _пор и чувствительность приемника.

Реализация оптимальных алгоритмов обнаружения иногда приводит к чрезмерному усложнению и удорожанию приемника. В этих случаях приходится изменять некоторые параметры оптимального алгоритма или видоизменять сам алгоритм, а иногда делать и то и другое. При этом конструктивные, технические, а часто и эксплуатационные параметры приемника улучшаются, но увеличивается пороговое отношение сигнала к шуму по сравнению с требуемым в оптимальном алгоритме. Если увеличение невелико, то измененный алгоритм называют подоптимальным.

При приеме одиночного радиоимпульса (простого сигнала с базой порядка единицы) вполне возможно использовать вместо согласованного (оптимального) фильтра фильтр с амплитудно-частотной характеристикой близкой к прямоугольной или к колоколообразной. Близкая к прямоугольной АЧХ получается в УПЧ с системой связанных контуров, близкая к колоколообразной ─ в УПЧ с одиночными настроенными в резонанс контурами. За счет правильного подбора полосы пропускания такого фильтра можно свести к минимуму потери из-за неоптимальности формы АЧХ. Такие фильтры называют квазиоптимальными.

Расчет оптимальной полосы пропускания для радиоимпульса с прямоугольной огибающей ведут по формулам:

П _опт = 1,37/ t _и при прямоугольной АЧХ,

П _опт = 0,8/ t _и при колоколообразной АЧХ.

Потери в пороговом отношении сигнал/шум при этом составляют 0,8 дБ в случае прямоугольной АЧХ и 0,3 дБ в случае колоколообразной АЧХ. Если огибающая радиоимпульса имеет колоколообразный характер, потери еще меньше. Таким образом, форма АЧХ мало влияет на пороговый сигнал.

Вследствие нестабильности частот РЛС и доплеровского сдвига частоты принимаемого сигнала приходится расширять полосу радиотракта по сравнению с полосой, согласованной с импульсным сигналом:

П = П _опт + 2Δ f _д + П _нс,

где П _опт ─ оптимальная полоса, Δ f _д ─ максимальный сдвиг доплеровской частоты, П _нс ─ нестабильность частоты РЛС с учетом действия системы АПЧ, если она введена. При расширении полосы возникают потери. В случае прямоугольной огибающей радиоимпульса и прямоугольной АЧХ приемника общие потери (по сравнению с оптимальным вариантом) составляют 1,9 дБ при П t _и = 2 и 7 дБ при П t _и = 5. Сужение полосы по сравнению с оптимальной также ведет к увеличению потерь (порядка 3 дБ при П t _и = 0,5).

Квазиоптимальная фильтрация не применяется при приеме сложных сигналов, база которых может достигать величины порядка десятков и сотен тысяч, так как в этом случае преимущества сложных сигналов практически сводятся на нет.

Структурная схема радиолокационного приемника, входящего в РЛС конического сканирования и работающего от общей антенны с передатчиком, приведена на рис.9.

Тракт радиочастоты состоит из разрядника, защищающего вход приемника в момент излучения сигнала передатчиком, и усилителя радиочастоты. В тракт промежуточной частоты входят смеситель См-1, гетеродин, усилитель промежуточной частоты УПЧ-1 и амплитудный детектор. Для защиты приемника от действия мощных импульсных помех, длительность которых превышает длительность полезного сигнала, введена система быстродействующей автоматической регулировки усиления БАРУ, время срабатывания которой больше длительности сигнала, но меньше длительности помехи.

Разр.

УРЧ

См-1

АД

Г

ВУ

ЧД

Антенна

Тракт АПЧ

УПЧ-1

БАРУ

См-2

ДМ

УПЧ-2

РЧ

П

Тракт радиочастоты

Видео- тракт

Тракт промежу-точной частоты

Рис. 9. Структурная схема радиолокационного приемника, входящего в РЛС конического сканирования, работающего от общей антенны с передатчиком: П – передатчик, ДМ – делитель мощности, Разр. – разрядник, УРЧ – усилитель радиочастоты, См - смеситель, УПЧ – усилитель промежуточной частоты, АД – амплитудный детектор, ВУ – видеоусилитель, Г – гетеродин, ЧД – частотный дискриминатор, РЧ – регулятор частоты

 

 

Нестабильность частот передатчика и гетеродина компенсируется системой автоматической подстройки частоты, в которую входят делитель мощности, второй смеситель См-2, второй усилитель промежуточной час тоты УПЧ-2, частотный дискриминатор и регулятор частоты. В видеотракте использован видеоусилитель. Для расширения динамического диапазона приемника в основном тракте часто используются логарифмические усилители.

При расчете радиолокационного приемника обычно задаются: длина волны (частота) сигнала, длительность импульса, частота следования импульсов, длительность фронта, нестабильность частоты сигнала, реальная чувствительность, коэффициент различимости, избирательность по зеркальному каналу, динамический диапазон принимаемых сигналов, допустимое изменение амплитуды сигнала на входе детектора, напряжение на выходе приемника, сопротивление и емкость нагрузки.

Полоса пропускания приемника зависит от назначения РЛС и предъявляемых к ней технических требований. В тех случаях, когда первостепенное значение имеет дальность действия станциистанции, и вопрос точности определения расстояния особо не оговорен, полосу пропускания приемника выбирают оптимальной с точки зрения характеристик обнаружения, как уже было описано выше.

Точное определение расстояния до цели зависит от крутизны фронта импульса на выходе приемника. Время нарастания распределяют по отдельным блокам приемника:

,

где τ _вч ─ время нарастания фронта импульса в высокочастотном тракте,τ _ад ─ время нарастания фронта импульса в детекторе,τ _вх ─ время нарастания фронта импульса в видеоусилителе. Близкое к оптимальному распределение получается при τ _вч = 0,9τ _ф; τ _ад = 0,27 τ _ф; τ _ву = 0,36 τ _ф. Эти соотношения являются исходными при определении полосы пропускания высокочастотного тракта и видеоусилителя. В частности, полоса пропускания высокочастотного тракта определяется следующим образом:

,

где П _нс ─ результирующая нестабильность частот, К_АПЧ ─ коэффициент автоподстройки частоты. Относительная нестабильность частоты передатчика при проектировании приемника обычно задается в ТЗ. Ее величина может быть порядка 10^–3. Примерно такой же порядок имеет относительная нестабильность частоты транзисторного гетеродина. Неточность настройки УПЧ составляет примерно (0,003…0,01) f _п. Результирующая нестабильность определяется суммированием отдельных нестабильностей в среднеквадратическом смысле (рассчитывается корень квадратный из суммы квадратов абсолютных нестабильностей). Расширение полосы частот по сравнению с оптимальным вариантом не должно превышать 10…20%. Это требование позволяет решить вопрос о необходимости введения системы АПЧ и о значении коэффициента автоподстройки.

Выбор первых каскадов определяется допустимым коэффициентом шума приемника, который рассчитывается по заданной чувствительности. При этом возможны следующие основные варианты:

- схема начинается с диодного или транзисторного смесителя;

- в схему вводится транзисторный усилитель радиочастоты;

- применяется параметрический усилитель без охлаждения или с охлаждением.

Расчет рекомендуется начать с наиболее простого первого варианта. В случае диодного смесителя коэффициент шума приемника рассчитывается по формуле

N = N _УПЧ/ K _Ф K _Р K _С ,

где N _УПЧ = 2 N _Тр (N _Тр ─ коэффициент шума первого транзистора УПЧ, обычно порядка 3…5 дБ), K _Ф = 0,9; K _Р = 0,7…0,8; K _с = 0,2…0,3 ─ соответственно коэффициенты передачи (по мощности) фидера, разрядника и смесителя. Если рассчитанный коэффициент шума не превышает допустимого, полученного на основе заданной чувствительности, на этом варианте и останавливаются.

Если коэффициент шума приемника оказывается больше допустимого, применяют транзисторный усилитель радиочастоты, или (если N _доп<5) параметрический усилитель.

Промежуточная частота выбирается в интервале 30…120 МГц, при этом руководствуются следующими основными соображениями:

- повышение промежуточной частоты улучшает фильтрацию составляющей промежуточной частоты после видеодетектора;

- для лучшего воспроизведения формы огибающей импульса период промежуточной частоты должен составлять не более 0,05 t _и;

- низкая промежуточная частота обеспечивает повышенную устойчивость УПЧ, позволяет уменьшить его коэффициент шума, но требует более совершенной системы АПЧ;

- большая избирательность по зеркальному каналу обеспечивается при выборе более высокой промежуточной частоты.