Тракт сигнальної частоти (преселектор)

 

Проектування тракту сигнальної частоти ведуть, виходячи з вимог забезпечення досяжних шумових і селективних показників. У професійних ППОС при використанні сучасних підсилювальних приладів можна отримати

де N ₁ – коефіцієнт шуму першого каскаду приймача, К_Рвх.к –коефіцієнт підсилення за потужністю вхідного кола.

Можна орієнтовно прийняти N ₁»2 N_ш.тр., якщо першим є підсилювальний каскад, і N ₁»4 N_ш.тр, якщо першим буде змішувальний каскад. Тут N_ш.тр – це коефіцієнт шуму транзистора першого каскаду; – коефіцієнт передачі за потужністю вхідного кола приймача. При необхідності переходу від до можна скористатися виразом

.

При оцінці типу вхідного пристрою можуть проявитися суперечливі вимоги. Так, якщо для підвищення селективності потрібно більш складний вхідний ланцюг, припустимо, двоконтурна схема, то для поліпшення шумових характеристик її краще взяти одноконтурною, а більш складні виборчі ланцюги при цьому включати в ПСЧ.

Питання проектування тракту сигнальної частоти викладені в роботах [1, c.94–116], [2, c.24–38], [3, с.14–3б]. У багатодіапазонних приймачах розрахунок необхідних показників можна обмежити першим й останнім піддіапазонами. Вибір активних елементів (ІС, транзисторів) варто здійснювати, виходячи з умов, які задовольняють вимоги з чутливості і багатосигнальної вибірковості, останнє з який зв'язано з необхідністю забезпечувати лінійність амплітудних характеристик каскадів при широкому динамічному діапазоні рівнів вхідних впливів. В даний час ця вимога набула ще один важливий аспект –технологічний, тому що використання таких приладів послабляє вимоги до вибіркових систем РПП в тракті основної селекції. В результаті розробляються пристрої з високою якістю прийому без плавного преселектора, у яких спрощується узгодження тракту прийому із системами частотного і програмного керування на основі синтезаторів і мікропроцесорів. Цим вимогам задовольняють потужні і середньопотужні польові і біполярні транзистори з граничними частотами в області дециметрових хвиль, наприклад, КП902, КП903, KT610 та інші.

При менш жорстких вимогах до динамічного діапазону (до частот 150...200 МГц) ПСЧ можуть бути виконані на ІС. Вибираючи малошумливі ІС, необхідно орієнтуватися на можливе використання каскадів ПСЧ у системі АРП, при цьому переважніше (з урахуванням інших функціональних вузлів) використовувати універсальні ІС, наприклад, ІС на базі диференціальних підсилювачів, таких як К175УВ2А,Б; К175УВ4, чи розроблені для ДКМХ і MХ апаратури ІС серії 235, наприклад, 235УВ1А, 235УВ1Б, К235УВ2 та інші, приклади використання яких подаються в роботах [2,с.47–122], [4, с.141].

Таким чином, на підставі попереднього розрахунку тракту сигнальної частоти повинна бути обґрунтована функціональна схема, обрані типи і кількість вибіркових фільтрів, кількість піддіапозонів і елементів перестроювання контурів, активні елементи і їхні отримані попередньо параметри: При розрахунку коефіцієнта підсилення ПСЧ значення Кп ІС (якщо в паспортних даних ІС відсутній параметр ) можна приймати за значення К_сп для того, щоб виконати умову: підібрати при цьому необхідні коефіцієнти включення ІС у навантажувальний резонансний контур.

Приводячи принципову схему преселектора з електронним керуванням (зміною піддіапазонів) і електронною перебудовою (зміною ємності варікапа), варто звернути увагу на розв'язку ланцюгів постійного струму трьох джерел: Е ₁ – керування зміною піддіапазонів; E₂ – керування настроюванням; Е₃ – живлення ІС, транзисторів. При використанні в ПСЧ гібридних ІС необхідно підключити додаткові зовнішні елементи для їхнього нормального функціонування.

 

Тракт проміжної частоти

 

Склад тракту проміжної частоти в значній мірі визначається кількістю ступенів перетворення частоти, а це у свою чергу залежить від вимог до селективності і смуги пропускання пристрою. Крім цього, необхідно враховувати необхідне підсилення лінійного тракту, тому що основне підсилення приймача здійснюється в тракті останньої проміжної частоти.

Як відомо, динамічний діапазон (ДД) рівнів вхідних впливів у РПП може перевищувати 100 дБ. Це необхідно враховувати при виборі активних елементів як ПСЧ так і перетворювача частоти. Сучасні перетворювачі на біполярних (БП) транзисторах і ІС мають ДД до 50...60 дБ, польові транзистори – до 90...100 дБ, кільцеві і балансні перетворювачі на напівпровідникових діодах – до 120...130 дБ. Гарні результати по розширенню ДД дає використання ключових перетворювачів частоти з формою коливання гетеродина – меандр. Ці перетворювачі особливо перспективні для приймачів інфрадинного прийому (див.5, с.160). Якщо даних з ДД перетворювача немає, при орієнтовних розрахунках допустиме значення сигналу на вході першого змішувача на польовому транзисторі можна приймати рівним 200...500 мкВ, на біполярному транзисторі – 30...40 мкВ; на вході другого змішувача – 2...5 мВ і 300...400 мкВ відповідно на польовому і біполярному транзисторах.

В даний час випускається цілий ряд гібридних інтегральних схем ГІС серій К224, К228, К235, К237 та інших з транзисторними перетворювачами частоти з ДД по входу близько 60дБ. Перспективними для перетворення є двозасувні польові транзистори.

У пристроях із двох і більш кратним перетворенням частоти необхідно забезпечити придушення паразитних каналів відповідних дзеркальних частот до змішувачів.

Проектуючи склад тракту останньої проміжної частоти, необхідно звернути увагу, зокрема для приймачів ДКМХ, на різноманіття їхніх режимів роботи, через що істотно ускладнюється цей тракт. Наприклад, професійні пристрої магістрального зв'язку можуть приймати сигнали з АМ (A3), AT (AІ й А2), ОМ (АЗВ, АЗА, АЗТ), ЧТ (F 1), ДЧТ
(F 6) та інші. При цьому детальній розробці може бути піддана функціональна схема, яка відповідає одному з режимів роботи (відповідно до ТЗ), однак у цьому випадку орієнтовний розрахунок повної функціональної схеми приймача повинен передбачати й інші режими. У якості селективного навантаження змішувача, як правило останнього ступеня перетворення частоти, служить змінний ФЗВ. Коефіцієнт передачі ФЗВ необхідно враховувати при розрахунку коефіцієнта підсилення К₀зм змішувача, наприклад, за формулою

де m_{К ,} m_Б – коефіцієнти включення фільтра з боку виходу і входу відповідно; R_вх,R_вих,К_ф – параметри обраного фільтру.

Конкретний тип ФЗВ – багатоланковий LC – фільтр, п’єзокерамічний, п’єзокристалічний, п’єзомеханічний, магнітострікційний – вибирається чи розраховується за необхідною смугою пропускання 2 fnp, резонансною частотою і мірою придушення перешкоди з частотою сусідньої станції (див. [1,с.294–306]; [2, с.38–45,193]; [3, с.283–296]).

Однак розвиток мікроелектроніки вимагав пошуку нових технічних рішень для частотно-селективних цілей, тому що, являючись найбільш важливими, вони залишалися і найбільш габаритними і погано узгоджуваними з вхідними і вихідними параметрами ІС. Тому в останні роки велися інтенсивні дослідження в області синтезу нових селективних ланок, однак питання про повну заміну традиційних LC – фільтрів поки що не вирішене. І зараз вітчизняна промисловість випускає LC – фільтри у вигляді закінчених вузлів, які узгоджуються за розмірами з корпусами ІС [4, с.184].

Останнім часом знайшли застосування інтегральні п’єзофіль­три (електрична схема виконана у вигляді ІС і розміщена в одному корпусі з п’єзоелементами). До них відносяться, наприклад, фільтри на об'ємних чи поверхневих хвилях (ПАХ), які, будучи пристроями функціональної мікроелектроніки, мають обсяг і масу більш ніж у 1000 разів меншу і вартість більш ніж у 3 рази меншу звичайних п'єзоелектричних фільтрів. Діапазон їхніх частот від 3...30 до 250 МГц (на гармоніках), з добротністю »10³…10⁴.

Досяжні на сьогодні параметри смугових фільтрів на ПАХ наводяться в роботі [4, с.223]. Наприклад, вузькосмуговий фільтр на частоті f ₀= 46 МГц з кГц має загасання в смузі загородження 30 дБ. Однак зі зниженням частоти розміри цих фільтрів ростуть і при f< 10 МГц їхня перевага помітно втрачається.

Найбільш перспективними фільтрами для сучасної технології є елементи на основі електричних схем або активні фільтри. У практичних конструкціях фільтрів роль активних елементів звичайно виконують операційні підсилювачі на ГІС. Методи синтеза структурної схеми, розрахункові співвідношення, приклади реалізації схем активних LС – і RС – фільтрів можна знайти в роботі [4, с. 188–201]. Приклад проектування RС – фільтра другого порядку на операційних підсилювачах (ОП) К1УТ401А з частотою f ₀= 3 МГц приводиться в [6].

Побудова тракту проміжної частоти за методом зосередженої вибірковості і розподіленого підсилення дозволяє проектувати ППЧ як широкосмугові або резистивні підсилювачі. Для побудови таких підсилювачів застосовують ІС серій: К218, К219, К224, К235, К237. Ряд з них, наприклад, 235УРЗ, 235УР7, 235УР9 й інші виконані з елементами АРП.

В результаті орієнтовного розрахунку тракту проміжної частоти повинні бути обґрунтовані й визначені:

– його остаточний склад;

– конкретні типи вибіркових систем, виходячи з необхідних значень придушення частот сусідніх каналів, а при двох і більш кратному перетворенні частоти й інших паразитних каналів;

– активні елементи і кількість каскадів тракту.

– принципова схема тракту.

У тих пристроях, де застосовуються різні типи демодуляторів, які відрізняються значеннями Uвх_Д, загальний тракт проміжної частоти f пр розраховують з умови забезпечення мінімальної вхідної напруги на детекторі Uвх_Дmin. Необхідний рівень напруги для інших детекторів забезпечується додатковими ступенями підсилення окремих трактів.

 

Тракт демодуляції

 

Проектування демодуляторів припускає насамперед обґрунтований вибір одного з декількох варіантів його побудови. Для пристроїв систем електрозв'язку з безперервними сигналами функції демодуляції обмежимо операціями детектування, тобто виділення напруги модулюючих коливань. Крім традиційних схем детекторів з використанням нелінійного елемента (обмежувача) в АМ детекторах, аналогового перемножувача у фазових детекторах (ФД), перетворювача частотного зсуву в зміну амплітуди чи фази з наступним застосуванням АМ або ФД у схемах частотних детекторів (ЧД), у даний час, внаслідок появи функціонально складних ІС із системами ФАП, для демодуляції сигналів з АМ, ФМ і ЧМ стали широко застосовуватися демодулятори в аналоговому чи цифровому виконанні, АМ детектори кореляційного типу, а також детектори з виділенням обвідної комплексного сигналу (квадратурні детектори).

З АМ детекторів найбільше поширення одержали прості й економічні діодні детектори, що вносять мінімальні нелінійні перекручування при максимальному динамічному діапазоні вхідного сигналу. Часто діодний детектор використовують у якості поєднаного детектору сигналу й системи АРП. Деякі серії ІС містять у своєму складі детектор АМ сигналів і детектор АРП з підсилювачем постійного струму (ППС), наприклад, К175ДД1, 235ДД2, 175ДД1, 435ДД1. Використовуючи нелінійний елемент типу "ідеальний діод" (приклад схеми див. [4, с.169]), що представляє собою підсилювач (звичайно ОП), охоплений нелінійним зворотним зв'язком, можна істотно поліпшити характеристики амплітудних детекторів. При сигналі близько 60...100 мВ АМ детектор на ідеальному діоді можна вважати також ідеальним з . Схему АД з ідеальним діодом можна реалізувати і на будь-якому підсилювачі з досить великим підсиленням, наприклад, на диференціальному каскаді (ДК). Приклади схем і деякі розрахункові співвідношення для АМ детекторів можна знайти в роботах [4, с.170], [7, с.86–89]. У кореляційних АМ детекторах детектування проводиться за рахунок перемноження сигналу на самого себе. Ці схеми одержали поширення не дуже давно, після появи ІС аналогового перемножування (АП). Вони являють собою сполучення АП, ФНЧ і схему витягу кореня на ОП.

Схеми когерентних амплітудних детекторів (КАД) перед іншими типами АД мають переваги в лінійності амплітудної характеристики при слабких сигналах.

Багатофункціональна ІС К174 ХА12 може бути використана як звичайний АД, як КАД, як детектор ФМ чи ЧМ.

Для детектування ОМ сигналів може бути використана схема КАД, у якому замість перемножувача використовується змішувач на АП [4, с.153,171].

Усі попередні схеми мають один загальний недолік – вихідний сигнал містить продукти нелінійного перетворення вхідного сигналу і вимагає післядетекторної фільтрації, а відповідно і великого розносу частот модулюючого сигналу і несучої. Від цього недоліку вільна схема, що виділяє обвідну сигналу. Ця схема містить у собі два квадратори, суматор і схеми витягу кореня. У такому складі ця схема знаходить широке застосування при цифровій обробці сигналу. Схема в аналоговій реалізації містить фазообертач на /2, два ОП й один аналоговий диференціальний перемножувач. Через відсутність будь-яких фільтрів вона дозволяє детектувати сигнал при будь-яких співвідношеннях між частотами модулюючого сигналу і несучої.

При використанні одного з варіантів розглянутих АД і реалізації їх на ІС, з огляду на дані конкретних мікросхем, потрібно оцінити основні показники схеми: коефіцієнт передачі детектора Кд, динамічний діапазон, припустимі перекручування. При необхідності підключення до ІС зовнішніх елементів, треба обґрунтовано їх підібрати.

Аналогічні вимоги необхідно виконати в разі проектування ФД і ЧД. Питання вибору схем, розрахункові співвідношення для різних типів детекторів, рекомендації з використання ІС і їхні типові схеми включення приведені в роботах: [1, гл.9]; [2, гл.9 і 10]; [3, гд.9]; [4, с.117,167–178]; [7, с.72–89]; [8,с.31–33]. На цьому можна закінчити розгляд питань проектування ФП основного тракту проходження сигналу. Однак, як відомо, до складу пристроїв навіть невисокого класу обов'язково входять допоміжні системи і ФП у вигляді вимірників і управителів алгоритмів обробки сигналу або деяких параметрів приймача. До них відносяться, наприклад, системи АРП й автоматичного підстроювання частоти (АПЧ).

Відповідно до жорстких вимог відносно частотної стабільності в сучасних ППОС гетеродинуючі напруги одержують з коливань опорного кварцового генератора в синтезаторах, до складу яких входять ланцюги автоматичного підстроювання частоти.

Тому детальна розробка АПЧ як і синтезатора частоти не є обов'язковою вимогою типового завдання на курсову роботу з ППОС. Тут можна обмежитися описом функціональної побудови синтезатора і перерахуванням його основних технічних характеристик і параметрів.

Варто врахувати, що в останніх розробках найбільше поширення знаходять цифрові синтезатори, які краще піддаються інтеграції, чим аналогові. Для одержання від такого синтезатора напруги гетеродина у формі гармонійного коливання потрібна фільтрація першої гармоніки імпульсного коливання, при цьому можна одночасно здійснювати перенос сітки стабільних частот у більш високочастотний діапазон при незмінному кроці і діапазоні перебудови (див. [4, с.58–60, 68–80], [9]).