Выбор положения рабочей точки VT по постоянному току.

Рабочую точку А необходимо выбирать так, чтобы выполнялись следующие условия:

1. Напряжение питания каскада должно иметь стандартное значение E_с={9,12,18,24 и т.д.}В, причем должны выполняться неравенства:

,

2. Рабочая точка в режиме A должна находиться в середине активной области работы транзистора VT.

Пользуясь стоковыми ВАХ выбираем положение рабочей точки транзистора VT, работающего в режиме А.

Е_с=0,9·U_сиmax =0,9·20=18 В.

 

Строим кривую

Р_сmax= U_си·I_с = 0,3 Вт.

Выбираем положение U_си0:

.

Положение рабочей точки:

I_с0 = 10,8 мA,

U_си0 = 11,5 В,

U_зи0 = 1,5 В.

3. Расчет по постоянному току_.

1. Величина сопротивления истоковой цепи определяется по формуле:

R_и = U_зи0 / I_c0 = 1,5/10,8·10^-3 = 139 Ом.

R_и² = 0.1·R_и = 0.1·139 = 14 Ом. Отсюда находим R_и¢ = R_и - R_и² =139-14=125 Ом.

Примем R_и¢= 120 Ом.

Рассчитаем мощность, выделяемую на этом резисторе:

P_и¢ = (I_c0)²·R_и¢ = (0,0108)²·120 = 0,014 Вт.

Тогда тип R_и¢: МЛТ-0,125-120±10%.

Примем R_и²= 15 Ом.

Рассчитаем мощность, выделяемую на этом резисторе:

P_и² = (I_c0)²·R_и² = (0,0108)²·15 = 0,002 Вт.

Тогда тип R_и²: МЛТ-0,125-15±10%.

2. Величина сопротивления затвора:

R_з = (0,5¸1,5)МОм = 0,5МОм = 500 кОм.

Примем R_з = 470 кОм.

Мощность, выделяемая на этом резисторе << 0,125 Вт:

Тип R_з: МЛТ-0,125-470±10%.

3. Сопротивление стока R_c и истока R_и определяют наклон нагрузочной прямой по постоянному току:

I_кз = E_c/(R_с+R_и) => R_c = E_c/I_кз – R_и = 18·10³/30-139 = 461 Ом.

Примем R_с = 470 Ом.

Мощность, выделяемая на этом резисторе:

Р_з = (I_c0)²·R_с =(0,0108)²·470 = 0,054 Вт < 0,125 Вт.

Тогда тип R_с: МЛТ-0,125-470±10%.

 

Положение нагрузочной прямой по переменному току.

Положение нагрузочной прямой по переменному току определяется параллельным соединением R_c и R_н .

Строим ее по 2-м точкам:

1. ;

2. E_c = 18 В.

Затем, полученную прямую сдвигаем параллельно самой себе так, чтобы она проходила через рабочую точку А.

 

Параметры схемы замещения каскада.

Определяем параметры схемы замещения VT по переменному току:

1. Крутизна стоко - затворной ВАХ:

.

3. Внутреннее сопротивление транзистора:

.

3. Коэффициент усиления транзистора VT m:

.

Расчет нелинейных искажений каскада.

Для этого определим амплитуды гармоник тока стока по сквозной динамической характеристике I_с(E_ист) методом пяти ординат.

Напряжение источника рассчитывается по следующим формулам:

E_ист = I_вх·(R_ист+R_з)» I_вх·R_з;

I_вх = U_зи/R_з;

.

 

Данные заносим в табл.6.1:

Таблица 6.1

Ic, мА	Uзи = Eист, В
25.5
20.6	0.5
15.5
10.8	1.5
5.6
2.3	2.5

 

 

Строим сквозную динамическую характеристику I_с=f(E_ист):

Рис. 6.4. Сквозная динамическая характеристика предусилителя.

 

По сквозной динамической характеристике находим номинальные токи:

I_max=15,6 мА;

I_min =5,7 мА;

I₀=10,8 мА;

I₂=8,2 мА;

I₁=13 мА.

Далее определяем амплитуды гармоник тока

 

Находим коэффициент нелинейных искажений для транзистора, работающего в режиме А, по формуле:

,

что удовлетворяет исходным требованиям: γ = 2.9% < 3%.

Характеристики каскада.

1. Эквивалентное сопротивление транзистора R_экв:

 

.

 

2. Коэффициент усиления каскада по напряжению:

K_u = S·R_экв = 10,6·460·10^-3 = 4,9.

3. Входное сопротивление каскада принимаем равным величине сопротивления R_з:

R_вх = R_з = 500 кОм.

4. Входное напряжение каскада:

.

5. Входная мощность:

.

6. Коэффициент усиления мощности:

.

7. Коэффициент усиления тока:

.

8. Расчет конденсаторов С, С_и.

Хс(f _н) << R. , отсюда определяем С.

1. Находим емкость конденсатора истоковой цепи С_и:

.

U_cmax =2·(0,011·125) = 2,75 В.

Выбираем С_и=10 мкФ.

Тогда тип С_и: К53-1-10´20±20%.

 

2. Находим емкость конденсатора С:

Выбираем С =0,033 мкФ.

Тогда тип С: К53-1-0,033´20±20%.

Тип конденсатора определяет U_co (берем U_cmax=2* U_co) по постоянному току.

 

Расчет звена ООС.

1. Расчет требуемой глубины ОС.

Примем g_Гsin = (0.9¸0.95)g_тз = (0.9¸0.95)·0,21% = 0,2%.

.

,

где b - коэффициент обратной связи, равный

,

F – глубина обратной связи.

.

Глубина обратной связи равна:

.

2. Учет влияния ООС на К_u предварительного усилителя.

При введении ООС в цепи с резистором R_и² возникает местная обратная связь, которая уменьшает K_ПУ.

Коэффициент местной обратной связи рассчитываем по формуле:

.

 

Тогда, K_ПУ с учетом влияния местной ОС равен

.

Уточняем коэффициент усиления усилителя синусоидального источника:

K_u = K_2УМ·K_1УМ·K¢_ПУ = 15,1·1,74·4,27=112,3.

Теперь рассчитываем требуемый коэффициент ООС:

.

4. Расчет резистора R_ос.

.

Отсюда:

.

Примем R_ос= 18 Ом.

Рассчитаем мощность, выделяемую на этом резисторе:

P_ос = (I_c0)²·R_ос = (0,0108)²·18 = 0,0023 Вт < 0,125 Вт.

Тогда тип R_ос: МЛТ-0,125-±10%.

Желаемая величина R_ос >> R_н (R_ос» 10R_н). В противном случае будет сильное влияние на выходной сигнал ООС.

Т.к. R_ос малая величина, то это является показанием к увеличению коэффициента передачи усилителя, что необходимо сделать путем применения дополнительного аналогичного предварительного усилителя на полевом транзисторе.

Т.е. величина увеличивается в раз, где n - число дополнительно введенных каскадов предварительного усиления.

СХЕМА СОГЛАСОВАНИЯ

Схема согласования представляет собой делитель напряжения на подстроечном резисторе. Необходимость ее введение вызвана несоответствием амплитуды сигнала на выходе полосового фильтра (единицы В) и на входе двухтактного УМ (доли В).

Рис. 7.1 Принципиальная схема СС.

 

Исходные данные для расчета:

1) напряжение на входе СС Uвх сс = U1 5 B;

2) напряжение на выходе СС Uвых сс =U2 = 0.3 В;

3) Rвх = 1 кОм.

Расчет: коэффициент деления напряжения: Задаемся изменением равным :

В качестве R2 выбираем подстроечный резистор типа СП5-17 - 1к 5%. . Диапазон рабочих температур: -60…+125 С.

Расчет ведем на среднее значение: R2 = .

Выбираем по ГОСТу: тип -МЛТ - 0.125 - 2.2к 10%.

Выбираем по ГОСТу: тип-МЛТ - 0.125 - 39 к 10%.

Выходное сопротивление . Поэтому, чтобы схема согласования не шунтировала выход фильтра, необходимо выполнение условия:

R1+R2+R3 >> 1 кОм. Для данного расчета: R1+R2+R3 = =39000+502+2200>>1кОм, т.е. это условие выполняется.

АКТИВНЫЙ ФИЛЬТР

Введение в схему ГСС активного фильтра связано с необходимостью отфильтровывать основную гармонику сигнала f_н. В качестве активного фильтра лучше всего применить полосовой биквадратный фильтр 2-го порядка [7] (рис.8.1).

Рис. 8.1. Принципиальная схема биквадратного ПФ второго порядка.

Исходной расчетной величиной является резонансная частота ПФ

Задаемся коэффициентом передачи фильтра на частоте : К = 1 и допустимой доброт-ностью фильтра Q = 100. Исходя из этих величин, определяем параметры схемы рис.8.1:

полоса пропускания ПФ:

Выбираем три ОУ типа К140УД6 [5]:

ПФ второго порядка описывается передаточной функцией:

.

Параметры биквадратного ПФ второго порядка [7]:

Определяем номинальное значение емкости:

(выбираем емкость по ГОСТу: КЛГ - 5.1н 70 5%).

Определяем величины резисторов в схеме ПФ:

(Выбираем по ГОСТу:

тип -МЛТ - 0.125-1.6 М 5%).

(Выбираем по ГОСТу: тип -МЛТ - 0.125-1.6 М 5%).

(Выбираем по ГОСТу: тип -МЛТ - 0.125 - 16 к 5%).

Сопротивления R_f1, R_f, R_b и R_g является нагрузкой для ОУ и, следовательно, их значение не должно быть меньше , которое для выбранного типа составляет 1 кОм, т.е. это условие удовлетворяется.

Для использования возможности подстройки центральной частоты данного ПФ с помощью R_f1 при сохранении постоянства ширины полосы пропускания применим показанную на рис.8.2 схему включения двух сопротивлений (постоянного и подстроечного резистора) вместо R_f1.

Рис.8.2

Значения сопротивлений R_f1' и R_f1” находятся из условия:R_f1' + R_f1” = R_f1.

Поэтому реализуем на следующих резисторах:

R_f1`= 10 кОм типа МЛТ- 0.125±5%;

R_f1``= 6 кОм типа СП3-6-0.25±10%.

В приложении Г приводятся тексты программ, строящих АЧХ и ФЧХ данного фильтра. Результаты моделирования:

Рис. 8.3.

Рис. 8.4.