Бестрансформаторный усилитель мощности

СОДЕРЖАНИЕ

Стр.

ВВЕДЕНИЕ........................................................................................................................................ 4

1 БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ................................................... 5

2. ДВУХТАКТНЫЙ ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ НА БИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ............................................................................................................................... 5

3.ОДНОТАКТНЫЙ ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ НА БИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ............................................................................................................................... 5

4. ОДНОТАКТНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ.............. 5

5. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ОПЕРЕЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ.................... 5

6. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ.............................. 5

7. СХЕМА СОГЛАСОВАНИЯ........................................................................................................ 5

8. АКТИВНЫЙ ФИЛЬТР.................................................................................................................. 5

9. ГЕНЕРАТОР ТАКТОВЫХ ИМПУЛЬСОВ НА ЛОГИЧЕСКИХ ЭЛЕМЕНТАХ................... 5

10. ДЕЛИТЕЛЬ ЧАСТОТЫ............................................................................................................... 5

11. ГЕНЕРАТОР СИНУСОИДЫ НА ППЗУ.................................................................................. 5

12. RC-ГЕНЕРАТОР НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ..................................................... 5

ПРИМЕР РАСЧЁТА ГЕНЕРАТОРА СИНУСОИДЫ НА ОУ...................................................... 5

13. БЛОК ПИТАНИЯ........................................................................................................................ 5

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ................................................................................................................. 5

ПРИЛОЖЕНИЕ А............................................................................................................................. 5

ПРИЛОЖЕНИЕ Б.............................................................................................................................. 5

ПРИЛОЖЕНИЕ В............................................................................................................................. 5

ПРИЛОЖЕНИЕ Г.............................................................................................................................. 5

ПРИЛОЖЕНИЕ Д............................................................................................................................. 5

 

ВВЕДЕНИЕ

 

В настоящем методическом пособии рассмотрены схемы усилителей, генераторов, схем согласования на биполярных и полевых транзисторах, на операционных усилителях и логических элементах. Приведена подробная методика расчёта этих схем с указанием основных расчётных соотношений и ссылок на используемую литературу. После рассмотрения каждой схемы следует подробный практический пример расчёта.

В конце методического пособия приведен список литературных источников, на которые были даны ссылки, а также приложения, содержащие параметры электронных элементов и программы.

Данное методическое пособие призвано облегчить работу студентов специальностей АТ и ТКС над курсовым проектом по курсу электроники.

 

Выбор схемы.

Оконечный каскад, являясь основным потребителем мощности от источника питания, вносит наибольшие нелинейные искажения. В двухтактном каскаде допускаются пульсации напряжения (тока) источника питания в три-пять раз больше, чем в однотактном. Если колебательная мощность не превышает 20 мВт, применяют однотактный каскад. При мощности 20¸70 мВт выгодно использовать двухтактный каскад в режиме АВ, а при большей мощности - только в режиме В.

Рис. 2.1 – Схема двухтактного трансформаторного силительного каскада

 

 

Из трех возможных схем включения транзисторов наиболее распространенная - с общим эмиттером. Ее применение позволяет получить заданную выходную мощность при меньшей, по сравнению с другими схемами, затрачиваемую входную мощность. Относительно высокий уровень нелинейных искажений, являющийся основным недостатком каскада с ОЭ, не так сильно сказывается при использовании двухтактной схемы ввиду компенсации четных гармоник. Он может быть также уменьшен введением отрицательной обратной связи и подбором транзисторов с минимальным разбросом параметров.

Воспользуемся схемой двухтактного трансформаторного усилителя мощности, представленной на рисунке 2.1.

1. Выбор КПД трансформатора выполняем по таблице зависимости КПД отмощности.

Таблица 2.1. Зависимость КПД трансформатора от мощности.

Pн,Вт	0,1	0,1-1	1-10	10-100
hтр	0,65	0,65-0,75	0,75-0,85	0,84-0,93

Выбираем h_тр = 0,85. Диапазон изменения (0,84 – 0,93).

 

Проверим заданный по условию транзистор на соответствие условиям эксплуатации.

1). В двухтактном каскаде каждый из двух транзисторов должен обеспечивать половину требуемой мощности. Исходя из этого соображения, рассчитываем необходимую допустимую мощность, рассеиваемую на коллекторе одного транзистора.

,

где h_к – КПД каскада.

Для транзисторов, работающих в режиме AB h_к = (0,35 ¸ 0,78)

Выбираем КПД каскада равным h_к =0,5.

P_к.доп.=1,1ּ0,5ּ12,5 / (0,85ּ0,5)=16 Вт;

 

2). Граничная частота транзистора должна быть в 5¸10 раз больше частоты сигнала в нагрузке

f_гр= (5¸10)ּf_н=(27,5 – 55)кГц.

 

Исходя из полученных данных, проверим транзистор КТ819Б, параметры которого для корпуса КТ25: U_кэ.max=50 В, I_к.max=15 А, I_б.max=3 А; f_гр=3 МГц >> >>55кГц.

P_к.max=100 Вт, при Т_к ≤ +25˚ С (с теплоотводом).

При повышении Т_к от +25˚С до +100˚С мощность P_к.max уменьшается линейно на 1 Вт/˚С. Следовательно, при температуре окружающей среды 50 ˚С мы получим следующую величину P_к.max = 100 – 1*(50-25)=75 Вт.

U_кэ.отс.=2 В. h_21э=30 (min 20).

 

 

 

Риc. 2.2 – Выходные ВАХ VT1.

Рис. 2.3 – Входные ВАХ

 

Выбор радиатора.

Находим необходимую мощность, рассеиваемую на коллекторе транзистора

, где ; , где ξ=Uкэ_m/Е=7,8/18=0,433

А; В.

Вт.

Радиатор для каждого из транзисторов рассчитываем, исходя из максимальной температуры перехода Т_пmax= +125˚ С.

, где R_ТТ =1 ˚С/Вт.

Выбираем ребристый радиатор площадью S=171 см².

Рис. 2.9 – Ребристый радиатор.

 

Выбор типа транзистора VT1.

Рассчитываем необходимую допустимую мощность, рассеиваемую на коллекторе транзистора.

P_к.доп.=(1,1¸1,2)*P_н / (h_тр*h_к), где h_к – КПД каскада.

Для транзисторов, работающих в режиме A h_к = (0,25¸0,3)

P_к.доп.=1,2* 0,0075 / (0,65*0,25) = 55,4 мВт.

1) Рассчитываем граничную частоту, которая должна быть в 5¸10 раз больше частоты сигнала в нагрузке

f_гр= (5¸10)*f_н = (27,5¸55) кГц.

3) U_кэ.max≥ 1,2*(2+2*U_н/n) – неравенство зависит от коэффициента n, который нам неизвестен, поэтому его выполнение проверим позже.

Исходя из полученных данных выбираем транзистор КТ-201Б, параметры которого:

U_кэ.max=20 В; U_кэ.отс.=2 В; f_гр=3 МГц; I_к.max=20 мА; h_21э=90 (min 30);

P_к.max=150 мВт при температуре окружающей среды Т_с=(-60¸+90) ˚С.

Рис. 3.2 – Выходные ВАХ VT1.

Рис. 3.3 – Входные ВАХ VT1.

Расчет цепи делителя.

1. Находим ток делителя:

I_д= 5 * I_б0= 5*0,15ּ10^-3= 0,75ּ10^-3 А

2. Находим сопротивление резистора R_Д2:

R₂= (U_бэ0 + I_э0* R_э) / I_д=(0,78+12,025ּ10^-3*200)/0,75ּ10^-3=4247 Ом.

Выбираем R₂=4300 Ом.

Р_R2= I_д­²* R₂=(0,75ּ10^-3)²*4300=0,00242 Вт.

Тогда тип R₂: МЛТ-0,125-4300±10%.

3. Находим сопротивление резистора R₁:

R₁= (E_к - U_Rф - I_д*R₂) / (I_д + I_б0);

U_Rф= I_ко* R_ф=11,875*10^-3*560=6,65 В.

R₁=(18-6,65-0,75ּ10^-3*4300)/(0,75 ּ10^-3+0,15ּ10^-3)=9028 Ом.

Выбираем R₁=9100 Ом.

Р_R1=(I_д + I_б0)_­²* R₁=(0,75ּ10^-3+0,15ּ10^-3)²*9100=0,00737 Вт.

Тогда тип R₁: МЛТ-0,125-9100±10%.

 

Выбор типа транзистора VT1.

Рассчитываем необходимую допустимую мощность, рассеиваемую на стоке транзистора.

P_с.доп.=(1,1¸1,2)*P_н / h_тр.

P_c.доп.=1,1* 0,0148 / 0,65 = 25 мВт.

2) Рассчитываем граничную частоту, которая должна быть в 5¸10 раз больше частоты сигнала в нагрузке:

f_гр= (5¸10)*f_н = (5¸10) кГц.

3) Примем E_c равным одному из стандартных значений (с учетом напряжения питания 2-хтактного усилителя мощности).

E_c = 18 В.

Рассчитываем максимальное напряжение U_си:

U_си=(1,1¸1,2)·E_c=1,1·18=20 В

Исходя из полученных данных выбираем транзистор КП302,Б, параметры которого:

U_си.max = 20 В;

P_с.max= 300 мВт при температуре окружающей среды Т_с=(-60¸+90) ˚С.

Рис. 4.4. Выходные ВАХ VT1.

Расчет по переменному току.

Рассчитаем параметры схемы замещения VT1:

1. Крутизна стоко-затворной ВАХ:

.

2. Внутреннее сопротивление транзистора:

.

3. Коэффициент усиления m транзистора VT1:

.

4. Омическое сопротивление в стоковой цепи транзистора VT1 по переменному току (приведенное к первичной обмотке трансформатора), оцениваем по формуле:

 

Характеристики каскада.

1. Коэффициент усиления каскада по напряжению

K_u = S·R_c~·n_tr= 10,5·10^-3·220·0,74 = 1,71.

2. Мощность первичной обмотки трансформатора:

 

Р_~1=Р_н /η_тр = 0,0148/0,65 = 0,023 Вт.

 

3. Входное сопротивление каскада принимаем равным величине сопротивления R_з:

R_вх = R_з = 500 кОм.

4. Входное напряжение каскада:

.

5. Входная мощность:

.

6. Коэффициент усиления мощности:

 

.

7. Коэффициент усиления тока:

.

Расчет конденсаторов.

Хс(f _н) << R

, отсюда

1. Емкость конденсатора C_ф:

.

U_cmax = 2·(0,02·270) = 10,8 В;

Выбираем С_ф=10 мкФ.

Тогда тип С_ф: К53-1-10´20±20%.

 

2. Находим емкость конденсатора истоковой цепи С_и:

U_cmax = 2·(0,02·30) = 1,2 В.

Выбираем С_и=47 мкФ.

Тогда тип С_и: К53-1-47´20±20%.

 

3. Находим емкость конденсатора С₁:

Выбираем С₁ =0,033 мкФ.

Тогда тип С₁: К53-1-0,033´20±20%.

Тип конденсатора определяет U_co (берем U_cmax=2* U_co) по постоянному току.

5. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ОПЕРЕЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ

Исходные данные для расчета:

1) Допустимые нелинейные искажения g_ТЗ = 0,37%

2) Нелинейные искажения, вносимые генератором g_Г = 0,2%

3) Нелинейные искажения, вносимые 2УМ g_2УМ = 3,46%

4) Нелинейные искажения, вносимые 1УМ g_1УМ = 1,79%

5) Мощность на нагрузке Р_н = 12,5 Вт

6) Сопротивление нагрузки R_н= 25 Ом

7) Входное сопротивление 1УМ R_{вх.к. 1УМ} = 331 Ом

8) Входная мощность 1УМ P_{вх.к.1УМ} = 0,003 мВт

9) Частота сигнала f _н=5,5 кГц

10) Нестабильность амплитуды ∆U_н/U_н= 10^-2

Рис. 5.1 – Принципиальная схема ПУ с инверсным включением

Выполним предварительный усилитель (ПУ) на ОУ с инвертирующим включением.

 

Расчет параметров ПУ.

1) Условия выбора ОУ:

· Максимально допустимый выходной ток ОУ должен быть больше входного тока последующего каскада, т.е.

I_{вых maxОУ} ≥I_{вх 1УМ}

I_{вх 1УМ} = =1,35ּ10^-4 А

I_{вых maxОУ} ≥ 1,35ּ10^-4 А

· ОУ должен обеспечить требуемую для последующего каскада мощность:

Р_{вых ОУ} ³ Р_{вх 1УМ}

Р_{вых ОУ} ³ 0,003 мВт

· Граничная частота работы ОУ должна быть много больше частоты сигнала в нагрузке, т.е.

f_{гр ОУ} ³ (10 ¸20)f_н=(55¸110) кГц

Исходя из полученных данных, выбираем ОУ типа К153УД6 с параметрами:

K ≥50000; U_выхm=10 В; I_пот=3 мА; е_см ≤ ±2 мВ; Di_вх ≤ ±10 нА; f_гр = 0,7 МГц; TKе_см =15 мкВ/°С; U_п = ±15 В; R_нmin = 2 кОм.

Действительно:

I_{вых max ОУ}= мА >> 0,135 мА.

Р_{вых max ОУ}= мВт >> 0,003 мВт.

f_грОУ=700 кГц > (55¸110) кГц.

2) Сопротивления R1, R2, R3, R_ОС выбираются по условиям минимума аддитивной погрешности, который наблюдается при (рис.5.1):

G_-=G₊=G,

где G_-= ; G₊= ;

и выполнении неравенства

R= << =200 кОм.

Следовательно, R ≤ 20 кОм и необходимо, чтобы из трех резисторов R1, R2, R_ОС, хотя бы один был не более 20кОм. Кроме того нельзя превыситьI_{вых maxОУ}:

I_R2≤ I_{вых max ОУ}- I_{вх 1УМ},

I_R2= U_{вых ПУ}/R₂,

R2≥ =1,35ּ10^-4ּ331/(5·10^-3-1,35ּ10^-4)=92 Ом.

Выбираем R2=10 кОм.

Тогда тип R2: МЛТ-0,125-10к ± 10%.

Тогда R1= R2/ К_ПУ=100/0,23=42, 7 кОм.

R_ОС= R2/ β=100/0,0923=108, 3 кОм.

Выбираем R1 = 43 кОм.

Тогда тип R1: МЛТ-0,125 - 43к ± 10%.

Выбираем R_ОС =100 кОм.

Тогда тип R_ОС: МЛТ-0,125-0,1М±10%.

3) Сопротивление резистора R3 найдем из условия минимума аддитивной погрешности:

Выбираем R3=7,5 кОм.

Тогда тип R3: МЛТ-0,125-7,5к±10%.

 

4) Уточнение параметров ПУ:

К_ПУ = R2 / R1 = 10 / 43 = 0,23.

Т.к. К_ПУ не изменился, то и остальные параметры остались прежними.

 

ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ

Исходными данными для расчета предварительного усилителя являются:

1) Р_н = Р_вх1УМ = 1,6 мкВт;

2) R_н = R_вх1УМ = 500 кОм;

3) f _н=1 кГц;

4) U_н = U_{зиVT 1УМ} = 0,6 В;

5) g_тз = 0,21 %;

6) g £ 3%.

Рис. 6.1. Принципиальная схема предусилителя на полевом транзисторе

Рис. 6.2. Схема замещения предусилителя на полевом транзисторе по переменному току в области СЗЧ без ООС

Выбор типа транзистора VT.

Рассчитываем необходимую допустимую мощность, рассеиваемую на стоке транзистора. P_с.доп.=(1,1¸1,2)*P_н .

P_c.доп.=1,1* 0,04 = 0,048 мкВт.

4) Рассчитываем граничную частоту, которая должна быть в 5¸10 раз больше частоты сигнала в нагрузке:

f_гр= (5¸10)*f_н = (5¸10) кГц.

5) Примем E_c равным одному из стандартных значений (с учетом напряжения питания однотактного усилителя мощности):

E_c = 18 В.

Рассчитываем максимальное напряжение U_си:

U_си = (1,1¸1,2)·E_c = 1,1·18=20 В

Исходя из полученных данных выбираем транзистор КП302,Б, параметры которого:

U_си.max = 20 В;

P_с.max = 300 мВт при температуре окружающей среды Т_с=(-60¸+90) ˚С.

 

Рис. 6.3. Выходные ВАХ VT.

 

Характеристики каскада.

1. Эквивалентное сопротивление транзистора R_экв:

 

.

 

2. Коэффициент усиления каскада по напряжению:

K_u = S·R_экв = 10,6·460·10^-3 = 4,9.

3. Входное сопротивление каскада принимаем равным величине сопротивления R_з:

R_вх = R_з = 500 кОм.

4. Входное напряжение каскада:

.

5. Входная мощность:

.

6. Коэффициент усиления мощности:

.

7. Коэффициент усиления тока:

.

8. Расчет конденсаторов С, С_и.

Хс(f _н) << R. , отсюда определяем С.

1. Находим емкость конденсатора истоковой цепи С_и:

.

U_cmax =2·(0,011·125) = 2,75 В.

Выбираем С_и=10 мкФ.

Тогда тип С_и: К53-1-10´20±20%.

 

2. Находим емкость конденсатора С:

Выбираем С =0,033 мкФ.

Тогда тип С: К53-1-0,033´20±20%.

Тип конденсатора определяет U_co (берем U_cmax=2* U_co) по постоянному току.

 

Расчет звена ООС.

1. Расчет требуемой глубины ОС.

Примем g_Гsin = (0.9¸0.95)g_тз = (0.9¸0.95)·0,21% = 0,2%.

.

,

где b - коэффициент обратной связи, равный

,

F – глубина обратной связи.

.

Глубина обратной связи равна:

.

2. Учет влияния ООС на К_u предварительного усилителя.

При введении ООС в цепи с резистором R_и² возникает местная обратная связь, которая уменьшает K_ПУ.

Коэффициент местной обратной связи рассчитываем по формуле:

.

 

Тогда, K_ПУ с учетом влияния местной ОС равен

.

Уточняем коэффициент усиления усилителя синусоидального источника:

K_u = K_2УМ·K_1УМ·K¢_ПУ = 15,1·1,74·4,27=112,3.

Теперь рассчитываем требуемый коэффициент ООС:

.

4. Расчет резистора R_ос.

.

Отсюда:

.

Примем R_ос= 18 Ом.

Рассчитаем мощность, выделяемую на этом резисторе:

P_ос = (I_c0)²·R_ос = (0,0108)²·18 = 0,0023 Вт < 0,125 Вт.

Тогда тип R_ос: МЛТ-0,125-±10%.

Желаемая величина R_ос >> R_н (R_ос» 10R_н). В противном случае будет сильное влияние на выходной сигнал ООС.

Т.к. R_ос малая величина, то это является показанием к увеличению коэффициента передачи усилителя, что необходимо сделать путем применения дополнительного аналогичного предварительного усилителя на полевом транзисторе.

Т.е. величина увеличивается в раз, где n - число дополнительно введенных каскадов предварительного усиления.

СХЕМА СОГЛАСОВАНИЯ

Схема согласования представляет собой делитель напряжения на подстроечном резисторе. Необходимость ее введение вызвана несоответствием амплитуды сигнала на выходе полосового фильтра (единицы В) и на входе двухтактного УМ (доли В).

Рис. 7.1 Принципиальная схема СС.

 

Исходные данные для расчета:

1) напряжение на входе СС Uвх сс = U1 5 B;

2) напряжение на выходе СС Uвых сс =U2 = 0.3 В;

3) Rвх = 1 кОм.

Расчет: коэффициент деления напряжения: Задаемся изменением равным :

В качестве R2 выбираем подстроечный резистор типа СП5-17 - 1к 5%. . Диапазон рабочих температур: -60…+125 С.

Расчет ведем на среднее значение: R2 = .

Выбираем по ГОСТу: тип -МЛТ - 0.125 - 2.2к 10%.

Выбираем по ГОСТу: тип-МЛТ - 0.125 - 39 к 10%.

Выходное сопротивление . Поэтому, чтобы схема согласования не шунтировала выход фильтра, необходимо выполнение условия:

R1+R2+R3 >> 1 кОм. Для данного расчета: R1+R2+R3 = =39000+502+2200>>1кОм, т.е. это условие выполняется.

АКТИВНЫЙ ФИЛЬТР

Введение в схему ГСС активного фильтра связано с необходимостью отфильтровывать основную гармонику сигнала f_н. В качестве активного фильтра лучше всего применить полосовой биквадратный фильтр 2-го порядка [7] (рис.8.1).

Рис. 8.1. Принципиальная схема биквадратного ПФ второго порядка.

Исходной расчетной величиной является резонансная частота ПФ

Задаемся коэффициентом передачи фильтра на частоте : К = 1 и допустимой доброт-ностью фильтра Q = 100. Исходя из этих величин, определяем параметры схемы рис.8.1:

полоса пропускания ПФ:

Выбираем три ОУ типа К140УД6 [5]:

ПФ второго порядка описывается передаточной функцией:

.

Параметры биквадратного ПФ второго порядка [7]:

Определяем номинальное значение емкости:

(выбираем емкость по ГОСТу: КЛГ - 5.1н 70 5%).

Определяем величины резисторов в схеме ПФ:

(Выбираем по ГОСТу:

тип -МЛТ - 0.125-1.6 М 5%).

(Выбираем по ГОСТу: тип -МЛТ - 0.125-1.6 М 5%).

(Выбираем по ГОСТу: тип -МЛТ - 0.125 - 16 к 5%).

Сопротивления R_f1, R_f, R_b и R_g является нагрузкой для ОУ и, следовательно, их значение не должно быть меньше , которое для выбранного типа составляет 1 кОм, т.е. это условие удовлетворяется.

Для использования возможности подстройки центральной частоты данного ПФ с помощью R_f1 при сохранении постоянства ширины полосы пропускания применим показанную на рис.8.2 схему включения двух сопротивлений (постоянного и подстроечного резистора) вместо R_f1.

Рис.8.2

Значения сопротивлений R_f1' и R_f1” находятся из условия:R_f1' + R_f1” = R_f1.

Поэтому реализуем на следующих резисторах:

R_f1`= 10 кОм типа МЛТ- 0.125±5%;

R_f1``= 6 кОм типа СП3-6-0.25±10%.

В приложении Г приводятся тексты программ, строящих АЧХ и ФЧХ данного фильтра. Результаты моделирования:

Рис. 8.3.

Рис. 8.4.

ДЕЛИТЕЛЬ ЧАСТОТЫ

На вход счетчика ППЗУ необходимо подать импульсы с заданной частотой (m -требуемая разрядность счётчика ППЗУ). Для этого используем счетчик-делитель К561ИЕ10 [15]. Коэффициент деления частоты приведенной ниже схемы , где L=1, 2, …, 8. Принципиальная схема делителя частоты ДЧ имеет вид:

Рис.10.1. Принципиальная схема ДЧ

 

В случае, если 2-й счётчик ИМС К561ИЕ10 не требуется, то рекомендуется убрать все соединения этого счётчика. Для нормальной работы ДЧ не требуется проводить укорачивание цикла работы счётчика до требуемого L ( по входам R1, R2).

ГЕНЕРАТОР СИНУСОИДЫ НА ППЗУ

Блок-схема генератора синусоиды изображена на рис.11.1:

Рис.11.1

 

Usin=U , где .

Код синусоиды хранится в ППЗУ объёмом и преобразуется в напряжение с помощью ЦАП. На выходе ЦАП сигнал имеет ступенчатый вид (см рис 11.2):

Рис.11.2. График напряжения на выходе ЦАП

 

, где i = 0, 1, …;

, где L - разрядность двоичного счетчика адреса ППЗУ. Разрядность данных ППЗУ m определяет число уровней дискретизации синусоиды . Величины L и m определяют спектр сигнала на выходе ЦАП [21]:

 

Полосовой фильтр ПФ необходим для подавления кратных гармоник в составе напряжения на выходе ЦАП:

Рис.11.3. Подавление полосовым фильтром кратных гармоник

ПФ уменьшает амплитуды кратных гармоник до значений

и, тем самым, снижает значение коэффициента нелинейных искажений .

Чем больше L и m, тем меньше искажения . В таблице 11.1 представлены значения в зависимости от параметров L и m:

Таблица 11.1

L	m
до ПФ	после ПФ
		47.2	0.24
	47.2	0.25
	47.2	0.25
	47.2	0.25
	47.2	0.25
			0.060
		0.059
		0.059
		0.059
		0.059
		11.3	0.054
	11.2	0.054
	11.2	0.054
	11.2	0.054
	11.2	0.054
		6.11	0.053
	5.60	0.052
	5.54	0.052
	5.51	0.052
	5.50	0.052
		4.02	0.050
	3.15	0.050
	2.78	0.050
	2.76	0.050
	2.76	0.050

Выбирая m и L по этой таблице, мы обеспечиваем заданную величину .

На тактовый вход адресного счетчика СЧ2 подаются импульсы с частотой . Т.к. кварцевый генератор ГТИ рационально выполнить на

(0.5 1.5) МГц, то делитель частоты ДЧ должен иметь коэффициент равный

.

Делитель частоты ДЧ может быть реализован двумя способами:

- как двоичный счетчик ();

- как двоично-десятичный счетчик (),

где к - число разрядов (двоичный счетчик) или число декад (2-10 счетчик). Целесообразно применять двоичный счетчик: .

На рис.11.4 представлена одна из возможных схем включения ППЗУ и ЦАП для реализации необходимой функции. Для генерирования синусоидальной функции составлена таблица соответствия между входными и выходными кодами ППЗУ (прошивка ИМС ППЗУ) (см приложение Д).

 

Выбор полевого транзистора

Обозначим через R_к сопротивление канала полевого транзистора. Тогда типичная зависимость R_к от напряжения на затворе для ПТ, изготовленного методом двойной диффузии [22], будет следующая: .

ПТ работает в режиме малого сигнала (U_си около 1.5 В) и представляет собой переменный резистор. U_{зи с} следует выбирать в середине активной области. Например, для ПТ с n-каналом и управляющим p-n-переходом U_{зи с} необходимо выбирать между U_зи=0 и U_{зи max}.

 

Выбор ОУ

Следует выбирать ОУ, который имеет линейную характеристику в заданном диапазоне изменения выходного напряжения, а также он должен обеспечивать требуемый ток в нагрузке.

Наиболее подходящим следует считать ОУ с полевым транзистором на входе, для которого диапазон возможных величин сопротивлений в цепи ОС ограничивается десятками МОм.

 

Выбор диода VD1

Диод выбирают из условий: U_обр=U_вых=U_{вых ОУ max}/2 < U_{обр max};

I_пр=I_ст < I_{пр ср max}.

Выбор стабистора VD2

Стабистор выбирают из условия: U_ст £ U_вых-U_{пр VD1}-U_{зи c}. Далее определяют и находят сопротивление фазы: r_ф=R_б+R_{ст диф}+R_{пр д}.

 

Расчёт резисторов

Расчёт резисторов ведётся по следующим соотношениям:

. Для стационарного (установившегося) режима работы ГС сопротивление канала ПТ: .

 

Расчёт выпрямителя

Сначала рассчитывают параметр А: , где m=1 (однополупериодная схема). По полученному параметру А из графика зависимости Н(А) [23, с. 62] находят Н.

Далее определяют коэффициент пульсаций К_п на входе ПТ по величине допустимой нестабильности амплитуды выходного напряжения n:

(12.1),

где нестабильность амплитуды n=½n_ТЗ, коэффициент В: . Соотношение (∗) предлагается вывести самостоятельно, учитывая, что U_зи изменяется в небольших пределах, и, следовательно, зависимость R_к(U_зи) будет линейной [22].

После этого рассчитывают .

Постоянная времени t_раз≈С1·R3; t_раз≈¾Т_н, где Т_н – период сигнала. С другой стороны t_раз ≪ 3t_раз. Приравнивая правые части выражений для t_раз, получаем следующее выражение для R3: - значение порядка десятков кОм.

Если параметр А>1, то данный критерий не работает. В таком случае рекомендуется принять R3≈50 100 кОм и с учётом этого рассчитать ёмкость С1. После чего следует проверить, удовлетворяет ли С1 требуемому коэффициенту К_п.

 

Расчёт моста Вина

Для того, чтобы выполнить условие согласования резонансной частоты кристалла и частоты моста Вина, величину резистора R подбирают равной резонансному сопротивлению кристалла, а значение ёмкости конденсаторов С определяют из выражения RC=1/(2pf_вых).

Цепь АРУ, подключенная к инвертирующему входу ОУ, компенсирует изменения резонансного сопротивления кристалла с температурой, поддерживая тем самым амплитуду и частоту выходных сигналов постоянной.

 

Однако при больших изменениях температуры для лучшей стабилизации параметров выходного напряжения генератора в цепь положительной ОС последовательно с кварцевым кристаллом следует включить добавочный резистор небольшого номинала. В этом случае величина R должна быть равна сумме значений добавочного резистора и резонансного сопротивления кристалла.

Расчёт ведётся в следующей последовательности.

Сначала определяют: RC=1/(2pf_н). После этого выбирают кварцевый резонатор [см. приложение B] на заданную частоту. Затем подбирают такое сопротивление R_д, чтобы привести суммарное значение R=R_кр+R_д к ближайшему по ГОСТ. После этого рассчитывают ёмкость С: , где v_н=2pf_н.

 

ПРИМЕР РАСЧЁТА ГЕНЕРАТОРА СИНУСОИДЫ НА ОУ

Выбор полевого транзистора

Выбираем полевой транзистор КП303Д и по ВАХ определим параметры стационарного режима: U_{зи c}=0.7 В, I_c=3.5 мА.

При U_зи=0: U_отс=2.5 В; I_с=5.4 мА.

 

Выбор ОУ

Выберем ОУ типа К140УД8 с полевым транзистором на входе. Параметры:

U_п=615В 65%; I_п£5мА; V/2 В/mс; U_вых/610 В; R_н/2 кОм.

U_вых =U_{вых ОУ max}/2=10/2=5 В; I_вых=20 мА.

 

Выбор диода VD1

Исходя из условий: U_обр=U_вых=5 B < U_{обр max}; I_пр=I_ст=5 мА < I_{пр ср max} выберем VD1 типа КД512А: I_{пр ср max}=20 мА; U_{обр max}=24 В; I_{пр VD1}=5 мА;

U_{пр VD1}=0.76 В.

Выбор стабистора VD2

U_ст £ U_вых-U_{пр VD1}-U_{зи с}=5-0.76-0.7=3.54 B.

Выберем стабистор КС119А: U_ст=1.9 В; I_{ст max}=100 мА; R_{cт диф}=15 Ом.

; r_ф=R_б+R_{ст диф}+R_{пр VD1}= =328+15+152=495 Ом.

 

Расчёт резисторов

 

Расчёт моста Вина

RC=1/(2pf_н)=1/2p·8000=2·10^-5. Из таблицы приложения B выберем кварцевый резонатор РГ-0.1 с R_кр=1700 Ом. Выберем сопротивление R_д=100 Ом, тогда суммарное значение R=R_кр+R_д=1800 Ом.