Расчет генератора синусоидальных сигналов

 

Как уже говорилось для получения управляющего сигнала синусоидальной формы необходим генератор синусоидального сигнала. В настоящее время есть специальные программируемые микросхемы, предназначенные для генерации синусоидального сигнала. Одним из таких типов микросхем является микросхема ML2035. Схема его подключения показана на рис. **. Для его работы необходим счетчик, реализованный на микросхеме MM74HC4060SJ и 8-и битный регистр со сдвигом MM74YC165SJ, с параллельным вводом и последовательным выводом двоичного числа.

 

Рис. **. Схема подключения микросхемы ML2035

Микросхема MM74HC4060SJ используется одновременно и как генератор и как таймер. На его входы CLK и CLK1 поступают тактовые импульсы от цепочки, состоящей из резистора R1, конденсаторов С1 и С2 и кварцевого резонатора ZQ1. Сигнал на выходе Q5 в течение 16 тактовых импульсов держится на уровне логической единицы. В первые 8 тактовых импульсов микросхема последовательно выводит 8-и битный код, со входов A - H на выход Q, начиная с младшего разряда. Код выбирается из таблицы **.

 

Таблица 1

Частота кварца, МГц	Частота выходного сигнала, Гц	Кодировка MM74HC165SJ (ABCD EFGH)	Ошибка задания выходной частоты, %
4,00	50	1001 0110	0,14
4,194304	50	1001 1011	0,00
6,00	50	1011 1001	0,14
8,00	50	1100 1011	-0,82

 

В это время на входе SI регистра тоже действует сигнал высокого уровня. Это означает, что следующие 8 тактов на выходе Q будет сигнал логического нуля.

Вход SCK микросхемы ML2035 и вход CLK регистра со сдвигом синхронизируются от различных выходов счетчика. Микросхема MM74HC165SJ выводит следующее значение на выход Q по фронту импульса на входе CLK, а ML2035 фиксирует это значение на своем входе SID по фронту импульса на входе SCK.

Когда сигнал на выходе Q5 снова переходит на ноль, на выходе Q6 сигнал переходит на единицу (см. рис. **).

 

Рис. **. Графики работы счетчика MM74HC4060SJ

 

Этот сигнал сбрасывает счетчик, а на вход LATI ML2035 поступает короткий импульс (см. рис. **)

 

Рис. **.

 

Резистор R2, включенный между входом Reset и выходом Q4, удлиняет длительность импульса на входе LATI до 50 нс. LATI – это цифровой вход, который фиксирует последовательные данные во внутренней памяти по спаду импульса.

В результате на выходе получаем сигнал синусоидальной формы с частотой 50 Гц и размахом от  до .

Теперь необходимо модернизировать эту схему так, чтобы была возможность синхронизации ее от сети. Для этого применим следующую схему (рис. **).

Рис. **. Схема синхронизации от сети

 

Чтобы понизить сетевое напряжение используем трансформатор небольшой мощности со средним выводом типа ** с напряжением на вторичной обмотке . От этого же трансформатора будем осуществлять питание сигнальной части схемы усилителя напряжения. Для этого используем стабилизаторы напряжения типа LM78L05AC и LM79L05. Напряжение на выходе стабилизаторов меняется в пределах от  до  при изменении напряжения на входе от  до  и токе потребления в пределах от 1 до 40 мА.

Емкости фильтров С1 и С2 можно определить по приближенной формуле

 

,

 

где  – мощность на выходе стабилизатора (предварительный расчет);

 – КПД стабилизатора;

 – действующее значение напряжения на вторичной обмотке трансформатора;

 – амплитуда пульсаций напряжения на выходе;

 – пульсность схемы.

Максимальная амплитуда сигнала на входе компаратора DA3 равная  будет при напряжении питающей сети . Тогда при  имеем . Задаваясь током через резисторы R1,R2  находим их номиналы:

 

;

,

 

где  - напряжение на обмотке 3-4 трансформатора TV1.

Чтобы выровнять входные токи поставим резисторы R4 = 1 кОм и . Так как компаратор имеет выход с открытым коллектором, в схеме предусмотрен резистор .

Сигнал с выхода компаратора DA3 и от микросхем DD1 и DD2 поступают на входы мультиплексора DD5 (рис. **)

 

Когда переключатель находится в верхнем положении, указанном на схеме, сигналы к синтезатору ML2035 подаются так, как это указано на рис. **(с ML2035). Синтезатор работает в режиме внутренней синхронизации. Если переключатель находится в нижнем по схеме положении, то синтезатор начинает работать в режиме синхронизации от сети. Моментом синхронизации является точка перехода через ноль сетевого напряжения от отрицательной к положительной полуволне. Чтобы не было срабатывания в момент перехода через ноль с положительной в отрицательную сторону, в схему включены логические элементы 2И-НЕ. Чтобы синхронизация не сбивалась, т.е. чтобы синхроимпульс приходил не раньше, чем сетевая синусоида перейдет через ноль, увеличим частоту сигнала на выходе ML2035. Для этого будем коммутировать два младших разряда регистра MM74HC165SJ. В режиме синхронизации от сети значение двоичного кода на входе регистра – 10011000, что при частоте кварца ZQ равной  соответствует выходной частоте 51,5 Гц.

Чтобы ограничить входной ток мультиплексора включим резистор .

Фаза задающего сигнала регулируется схемой, представленной на рис. **. Это два активных фильтра нижних частот, включенных последовательно.

 

Рис. **. Фазовращатель

 

Сигнал через фильтр проходит без усиления. Резисторы . Тогда резисторы  определяются как:

, .

 

Зададимся емкостями . Частоту среза фильтров при максимальном сопротивлении переменного резистора R3 принимаем равной . Тогда

 

.

 

Чтобы не возникло ситуации чисто емкостной нагрузки как для операционного усилителя DA1:1, так и для выхода ML2035 последовательно с резистором R3 соединим резисторы R1 и R6 небольшого сопротивления, например, 200 Ом. Регулирование фазы сигнала может быть осуществлен в пределах от  до , которые определяются как

 

,

.

 

Чтобы исключить ошибку  на вход фазовращателя включим еще одно такое же звено (рис. **). Сопротивления , а . Считая, что  определим сопротивление R1:

 

 

 

Чтобы выделить частоту 50 Гц на выходе фазовращателя, воспользуемся фильтром второго порядка (рис. **), называемой фильтром Салена и произведем расчет номиналов при работе на этой частоте. Методика расчета приведена в [бел. ЭЦ].

 

 

Зададимся  и . Так как  имеем

 

.

 

Коэффициент усиления примем равным единице, т.е. . Фазовый сдвиг, вносимый фильтром на данной частоте составляет .

Чтобы отсечь постоянную составляющую на выходе фильтра поставим емкость номиналом 2,2 мкФ.

В итоге получим следующую схему генератора синусоидального сигнала (рис. **)

2.1 Расчет и выбор элементов для ШИМ модулятора

 

 

В качестве ШИМ модулятора используем микросхему MAX4297EVG фирмы MAXIM, представленную на рис. **. Это специализированная микросхема, предназначенная для работы со стерео усилителями звуковой частоты, являющимися усилителями класса D. Внутренняя структурная схема микросхемы показана в приложении *. Сигнал управления  поступает на входы AOUTL, AOUTR, INL и INR. Причем он должен быть в противофазе между входами AOUTL, INL и AOUTR, INR. Частота ШИМ модуляции выбирается при помощи входов FS1 и FS2 согласно таблице **.

 

Таблица 2. Выбор частоты ШИМ контролера

FS1	FS2	Частота, кГц
Земля	Земля	125
+5 В	Земля	250
Земля	+5 В	500
+5 В	+5 В	1000

 

Для нашего случая выбираем частоту работы ШИМ контроллера равной 125 кГц. Для выбора самой микросхемы (в схеме могут быть несколько различных микросхем, выполняющих различные функции) служит инверсный вход . Если сигнал на его входе равен уровню логической единицы, то микросхема выбрана, а если сигнал имеет уровень логического нуля, то микросхема не функционирует.

 

 

Размах амплитуды напряжения на входах AOUTL, AOUTR, INL и INR не должен превышать значения 3,2 В. Так как микросхема питается от однополярного напряжения, а на его вход в случае синусоидального задающего сигнала  может поступать сигнал отрицательной полярности, то необходимо сдвинуть уровень сигнала  в положительную сторону на 1,6 В. Иначе ШИМ контроллер не сможет корректно отработать задающий сигнал. Для этого будем суммировать сигналы на входах AOUTL, AOUTR, INL и INR с постоянным напряжением с уровнем 1,6 В. В результате получим схему, представленную на рис. **.

Опорное напряжение будем подавать с делителя, собранного на резисторах R1R2. Резистор R2 ставим подстроечный, чтобы была возможность регулирования уровня опорного напряжения . Зададимся максимальным током через цепь R1R2 (когда R2 = 0) равным , тогда сопротивление резистора R1 определяется как

,

 

где  – напряжение питания.

Условие для определения максимального сопротивления резистора R2 можно записать следующим образом , откуда имеем

 

.

 

Выбираем значение .

Сигнал с делителя R1R2 поступает на вход повторителя напряжения, собранного на операционном усилителе DA1 типа OP113. Это сделано с целью уменьшения внутреннего сопротивления источника опорного напряжения. Без повторителя напряжения максимальное внутреннее сопротивление такого источника было бы равно . Это достаточно большое внутреннее сопротивление.

Сигналы ,  и  суммируются через резисторы R5-R8 одинакового номинала. Полагая, что ток через них не должен превышать 5 мА и зная что , получим условие для выбора номиналов резисторов R5-R8:

 

.

 

Задаемся номиналами резисторов .

Максимальный ток на выходах OUT+L, OUT-L, OUT+R, OUT-R микросхемы MAX4297EWG равен 8 мА, а амплитуда выходного напряжения составляет .

Чтобы развязать гальванически силовую часть схемы от сигнальной используем оптроны DD1-DD2 типа HCPL-0630 с напряжением развязки до 5 кВ (рис. **). Токи в диодах оптронов определяются резисторами R1-R4 и могут быть рассчитаны по формуле

 

,

 

где  – прямое падение напряжение на открытом диоде оптрона;

 – ток через диод в рабочем (номинальном) режиме.

 

 

Оптроны имеют выход с открытым коллектором, поэтому на их выходы необходимо подключить резисторы R5-R8 так как показано на рисунке **. Значение сопротивления этих резисторов может лежать в пределах от 330 Ом до 4 кОм []. Выберем .С выхода оптрона управляющие импульсы поступают на входы HIN и LIN драйверов DA1 и DA2 (рис. **), предназначенных для управления стойкой транзисторов [Мелешин] Соответствующие им выходы называются HO и LO.

 

 

Сигнал управления, проходя через драйверы, усиливается и амплитуда импульса достигает значения , которого достаточно для уверенного открытия ключевых транзисторов. Емкости С2-С5, подключенные параллельно выходам V_b, V_s и V_cc, COM, являются емкостями подкачки. Они заряжаются до , когда на выходе HO или LO сигнал имеет уровень логического нуля и разряжаются через цепь затвора силового транзистора. Такая схема управления транзисторами позволяет получить на затворах сигналы с заваленным фронтом, чтобы режим открывания транзисторов был наиболее благоприятным.

При работе схемы в момент, когда открыт один из транзисторов верхнего плеча схемы, а нижний транзистор этого же плеча закрыт, к выходу драйвера V_s и V_b подводится потенциал в , который может вывести из строя источник постоянного напряжения, выдающего +15V_GND1. Для защиты источника необходимо включит диоды VD1 и VD2, рассчитанные на обратное напряжение  так, как показано на рис. **. Выберем диоды типа UF5406, которые рассчитаны на обратное напряжение 600 В.

Амплитуда импульса тока на выходе драйвера в режиме короткого замыкания (транзистор открыт) равна , при условии, что длительность импульса не превышает 10 мкс (частота больше 100 кГц, что удовлетворяет нашим условиям). Чтобы уменьшить этот ток на половину в цепь затворов транзисторов включим резисторы R1-R4, номиналы которых могут быть вычислены по формуле

 

.

 

Расчет силового каскада

 

Для питания силового каскада используется источник постоянного напряжения, схема которого приведена на рис. **. Элементы этой схемы посчитаны с помощью специальной программы PI Eexpert 6.1.0.2. Источник питания – обратноходовой преобразователь, управляемый специальной микросхемой TopSwitch марки TOP250Y. Схема работает с частотой переключения 132 кГц. Номиналы элементов приведены в приложении **.

 

 

К мостовому преобразователю (рис. **) подается напряжение питания в . Обратное напряжение на транзисторах не превышает этого значения, а максимальная амплитуда тока через них . Частота переключения ключей – .

 

Транзисторы типа APT5020BVR, выбранные на основе этих значений, имеют следующие параметры:

максимальное обратное напряжение ;

максимальный прямой ток ;

мощность рассеяния ;

максимальное напряжение затвор-исток ;

сопротивление канала сток-исток во включенном состоянии ;

время включения ;

время выключения ;

выходная емкость ;

заряд на затворе ;

Посчитаем потери мощности в транзисторе []. Потери мощности при включении:

 

 

Потери мощности во включенном состоянии:

 

;

 

Потери мощности, определяемые цепью затвора:

 

;

 

Суммарная мощность потерь на одном транзисторе:

 

.

 

Чтобы ток во время паузы, когда все четыре транзистора закрыты, не протекал через внутренний диод транзистора, создавая тем самым дополнительные потери в нем, в схему включены диоды . Тогда весь ток во время паузы потечет через диоды , которые к тому же более быстродейственны, чем внутренние диоды транзисторов. Диоды  – диоды Шоттки типа 20L15T, имеющие параметры []:

максимальное обратное напряжение ;

максимальный прямой ток ;

максимальное прямое падение напряжения ;

максимальный обратный ток .

Потери в диоде определяются как .

А диоды  – диоды типа RHRP860 с параметрами []:

максимальное обратное напряжение ;

максимальный прямой ток ;

максимальное прямое падение напряжения ;

максимальный обратный ток ;

заряд на диоде .

Потери в диоде в этом случае считаются по формуле

 

 

Каждую группу элементов ( ) разместим на отдельных штыревых радиаторах. Определим размеры радиатора для рассеивания мощности в  при температуре перехода  [найв].

Зададимся высотой радиатора .

По графику на рис. ** для  определяем коэффициент неравномерности температуры штыревого радиатора при принудительной конвекции .

Определяем допустимую среднюю поверхностную температуру радиатора и его перегрев:

 

,

.

 

Для вертикально ориентированной поверхности высотой  рассчитаем коэффициент теплообмена при принудительной конвекции:

 

,

 

где  - число Рейнольдса;

 - коэффициент теплопроводности термопасты.

Коэффициент теплообмена излучением:

 

,

 

где  – степень черноты поверхности радиатора, выполненного из анодированного алюминия;

 - коэффициент облученности, выбран на основании [].

 взято из таблицы **.

Определяем суммарный коэффициент теплообмена:

 

.

 

Рассчитываем площадь теплоотдающей поверхности радиатора:

 

.

 

Зададимся следующими параметрами штыревого радиатора:

толщина основания ;

высота штыря ;

шаг между штырями ;

радиус верхнего основания штыря ;

радиус нижнего основания штыря ;

Ширина штыревого радиатора:

 

,

где ;

,

 

Размеры штыревого радиатора принимаем следующие: .

НЧ фильтры рассчитаем на частоту среза . Суммарная емкость на выходе примем равной 4 мкФ. Зная, что  и  получаем емкости

 

.

 

Индуктивности дросселей фильтров тогда можно определить из формулы

 

.

 

Диаметр намоточных проводов равен

 

,

 

где  – плотность тока в проводах.