Анализ и разработка обобщенной структурной схемы устройства адаптивной фильтрации ашп

 

Многоканальная адаптивная система, которая синтезируется по критерию минимизации отношения сигнал/помеха, сводится к оптимальному решению:

опт=R-1×Г,

 

где W - вектор весовых коэффициентов;- корреляционная матрица входных сигналов;

Г - весовой вектор полезного сигнала.

Таким образом, алгоритм обработки входных сигналов сводится к вычислению величины:

= (R-1×Г; V),

 

где V-вектор-столбец входных сигналов.

Прямой путь реализации алгоритма сводится к параллельному весовому суммированию (алгоритм параллельной обработки сигналов (ПОС)). Адаптация такой системы к параметрам помехи может осуществляться, например, градиентным методом с помощью корреляционных обратных связей. Однако аппаратурная реализация таких систем сопряжена со значительными сложностями, обусловленными, в первую очередь, много связностью системы. Реализация же системы ПОС, обеспечивающей прямое обращение корреляционной матрицы R в реальном масштабе времени, требует применения сложных, дорогостоящих вычислительных систем.

Другой способ определения оптимального коэффициента передачи заключается в применении алгоритма параллельно-последовательной обработки входных сигналов (ППОС). Алгоритм ППОС, по сравнению с алгоритмом ПОС обладает следующими преимуществами:

большей динамической устойчивостью за счет исключения много связности системы;

высоким быстродействием;

простотой технической реализации;

более высокой устойчивостью к внутрисистемным ошибкам.

Особенностью данной системы является то, что ширина спектра сигнала компенсационных каналов равна Df зондирующего сигнала. Однако такой вариант неработоспособен, так как:

) идентичность основных и дополнительных каналов приема должна быть как можно более высокой, а в данной схеме частотные и фазовые характеристики каналов будут сильно отличаться из-за того, что в дополнительных каналах не осуществляется расфильтровка на частотные подканалы. Различия ЧХ и ФХ каналов будут оказывать сильное влияние на достижимый коэффициент подавления;

) в дополнительных каналах период дискретизации должен быть равен 1/12,5 Мгц, что недостижимо для современного уровня развития цифровой техники;

) наличие различных периодов дискретизации ведет к полной неработоспособности ячейки автокомпенсатора и, вследствие этого, всей системы в целом.

В этом случае система свободно от вышеуказанных недостатков не требует больших аппаратурных затрат. В качестве ячейки данной системы может быть использован обычный одноканальный автокомпенсатор, поэтому в дальнейшем будем рассматривать только его структуру, так как коэффициент подавления всей системы зависит от коэффициента подавления ее ячейки.

Для компенсации АШП в основном канале необходимо, чтобы вектор помехи во вспомогательном канале был равен по амплитуде и противоположен по фазе вектору помехи в основном канале, то есть:

 

Uå = U0 + К. Uпом,

 

где К - комплексный коэффициент передачи вспомогательного канала, который вычисляется:

 

,

 

где V - крутизна регулировочной характеристики.

Устройство, реализующее данный алгоритм, приведено на рис.1.

При достаточно большой V схема АК обеспечивает устойчивый режим установки коэффициента передачи, близкого к оптимальному и, следовательно, осуществляет минимизацию мощности помехи на выходе устройства.

Схема отличается:

простотой технической реализации;

присутствием корреляционной обратной связи (ОС), при которой схема устраняет ошибки возникающие при вычислении КП.

Так как эффективность подавления помехи полностью зависит от эффективности работы ячейки, которой является одноканальный АК, то в дальнейшем будем рассматривать только работу ячейки и все вопросы, связанные с ее функционированием.

Требования к основным параметрам цифровой системы обработки

 

Для обеспечения работы цифровых элементов необходимо преобразование аналогового сигнала в цифровой сигнал. Это осуществляется путем дискретизации сигнала по времени и квантования по уровню.

Дискретизация аналогового сигнала заключается в измерении (отсчете) его значений в дискретные моменты времени, отстоящие друг от друга на интервал Тд, называемый периодом дискретизации.

Квантование - преобразование аналоговых значений амплитуды дискретных сигналов в цифровую форму.

Наиболее распространенной формой дискретизации является равномерная, в основе которой лежит теорема Котельникова:

 

, (3.2.1)

 

где fмах - максимальная частота спектра входного сигнала. При fпр = 30 МГц

и Пи = 0,5 Мгц период дискретизации равен:

 

 

Такое требование неприменимо для существующих АЦП, поэтому переходят к обработки на видеочастоте, для которой Тд равен 2 мкс. Поскольку требования к вероятности обнаружения, разрешающей способности и точности измерения дальности находятся в противоречии с требованиями к объему аппаратуры, то компромиссным решением будет значение Тд, примерно равное, но несколько меньше длительности сжатого импульса, то есть 2 мкс.

Для предотвращения ограничения сигнала в АЦП необходимо выбирать разрядность АЦП в соответствии с уровнем входного сигнала. Поскольку максимально возможные значение сигнала на входе канала ЦАФ априорно известно, то выбор разрядности АЦП в общем случае затруднен, а применение АЦП с большей разрядностью (N>8) влечет за собой не всегда оправданные увеличение объема и стоимости аппаратуры. Наиболее простым способом борьбы с ограничением сигнала в АЦП является либо стабилизация уровня шумов на его входе, либо увеличение шага квантования. Однако при большом шаге квантования возможны потери полезного сигнала, даже если он действует на фоне слабой помехи. Следовательно, для успешного решения задачи предотвращения ограничения с максимально возможным сохранением полезной информации необходимо величину шага квантования выбирать адаптивно, т.е. в зависимости от мощности входного помехового сигнала.

Для N-разрядного АЦП величина шага квантования устанавливается посредством соответствующего выбора опорного напряжения. Ограничение входного сигнала при этом будет иметь место, когда:

 

çUвх ç>h.2N-1 (3.2.2)

 

Следовательно, для исключения ограничения необходимо величину опорного напряжения выбирать равной максимальному значению помехового сигнала на входе АЦП. При нормальном законе распределение плотности вероятности помехового сигнала его максимальное значение на входе АЦП может быть определено следующим образом:

мах = g*×sш, (3.2.3)

 

g* - коэффициент пропорциональности.

С учетом выражений (3.2.2) и (3.2.3) шаг квантования необходимо выбирать:

 

h = g*×sш/2N-1

 

Для адаптивной антенной решетки со слабонаправленными элементами оценку СКО входного сигнала достаточно проводить в одном из каналов и использовать ее для установки опорного напряжения АЦП во всех приемных каналах.

Оценка СКО входного сигнала может быть осуществлена с помощью амплитудного детектора и интегрирующего фильтра:

 

, где

ад - напряжение на выходе АД.

Оптимальное значение g* находится в пределах от 2,5 до 3. Тогда принимая g* равную 3, максимальное значение дисперсии помехи на входе АЦП, при котором не возникает ограничения, равна:

 

 

Следовательно, при использовании N-разрядного АЦП, достижимое значение коэффициента подавления помех в ЦАФ определяется выражением:

 

.

 

Если требуемое значение Кп известно, то выбор разрядности АЦП должен производиться:

 

.

 

Вывод: Таким образом, для адаптивного шага квантования восьмиразрядный АЦП является оптимальным (восьмой разряд - знаковый).