Лектор: Есназаров Есенкельди Куанышбеович

КАЗАХСКИЙ НАЦИОНАЛЬНЫЙ УНИВЕРСИТЕТ им.аль-Фараби

Факультет физико-технический

Образовательная программа по специальности «РЭТ»

Утверждено на заседании Ученого совета Физико-технического факультета Протокол № 10 от «31» мая 2013 г. Декан факультета _____________ Давлетов А. Е.

КОНСПЕКТ ЛЕКЦИИ

по дисциплине

«Многоканальные системы передачи информации»

Для студентов специальности «5В071900 Радиотехника, электроника и телекоммуникация»

 

4 курс, р/о,

семестр - осенний,

количество кредитов 3

 

 

Лектор: Есназаров Есенкельди Куанышбеович

Ст, преплодаватель тел. [phone],

e-mail: esenkeldy_47 @mail.ru, каб 412.

Преподаватель (практические, семинарские, лабораторные занятия):

Есназаров Есенкельди Куанышбеович

тел. [phone], e-mail: esenkeldy_47 @mail.ru, каб 412.

Алматы 2014

Конспект лекционных занятий

Лекция № 1 Цифровые системы передачи

Особенности построения цифровых систем передачи.

Преимуществи цифровых методов пе­редачи перед аналоговыми.

· Высокая помехоустойчивость.

· Слабая зависимость качества передачи от длины линии связи.

· Стабильность параметров каналов ЦСП.

· Эффективность использования пропускной способности каналов для передачи дискретных сигналов.

· Возможность построения цифровой сети связи

· Высокие технико-экономические показатели.

Аппаратура ЦСП состоит из аппаратуры формирования и приема цифровых сигналов, а также аппаратуры линейного тракта.

Цифровой сигнал формируется в оборудовании аналого-цифро­вого преобразо-вания первичных ЦСП или в оборудовании временного группообразования ЦСП более высо­кого уровня. При передаче телефонных сигналов по каналам ЦСП с ВРК предусма-тривает последователь­ное выполнение следующих основных операций (рис. 5.1):

1) дискретизации индивидуальных телефонных сигналов по вре­мени, в результате чего формируется импульсный сигнал, промодулированный по амплитуде, т. е. АИМ сигнал;

2) объединения N индивидуальных АИМ сигналов в групповой АИМ сигнал с использованием принципов временного разделения каналов;

3) квантования группового АИМ сигнала по уровню;

4) последовательного кодирования отсчетов группового АИМ сиг­нала, в результате чего формируется групповой ИКМ сигнал, г. е. цифровой сигнал.

 

Дискретизация во времени

 

В системах передачи с ВРК, каждый канальный сигнал представляет собой периодическую последова­тельность импульсов, промодулированных исходным сигналом. В процессе формирования АИМ сигнала осу­ществляется дискретизация непрерывного (аналогового) сигнала по времени в соответствии с известной теоремой дискретизации: любой непрерывный сигнал, ограниченный по спектру верхней ча­стотой полностью определяется последовательностью своих дискретных отсчетов, взятых через промежуток времени называемый периодом дискретизации. В соответствии с этим частота дискретизации выбирается из условия

Частотный спектр модулированной последовательности при АИМ однопо-лярного сигнала содержит (рис. 5.3):

- постоянную составляющую

- составляющие с частотами исходного модулирующего сигнала F_н..F_в

- составляющие с частотой дискретизации F_д и ее гармоник kF_д

- составляющие боковых полос (нижней и верхней) при частоте дискретизации и ее гармониках

 

 

При дискретизации двуполярных сигналов (телефонных, звуко­вого вещания) в спектре АИМ сигнала практически отсутствуют постоянная составляющая и составляющие с частотами

Из рис. 5.3 видно, что для восстановления исходного непре­рывного сигнала из АИМ сигнала на приеме достаточно поста­вить ФНЧ с частотой среза, равной F_B, который выделит исходный сигнал. Поскольку для телефонного сигнала то должна выбираться из условия Реально выбрана что позволяет упрощать требования к ФНЧ приема.

Выбор частоты дискретизации широкополосных групповых сиг­налов имеет свои особенности [6].

В соответствии с рис. 5.1 после дискретизации канальные сиг­налы представляющие собой последовательности АИМ отсчетов, сдвинутых по времени друг относительно друга, объединяются, в результате чего образуется групповой АИМ сигнал (АИМ_гр). На рис 5.5 над каждым отсчетом указан номер канала, к кото­рому он относится. Групповой АИМ сигнал передается между вы­ходом формирователя АИМ сигнала (АИМ модулятора) и входом кодирующего устройства в оконечном оборудовании передачи и выходом декодирующего устройства и входом устройства разделе­ния канальных сигналов (временного селектора) в оконечном оборудовании приема.

Искажения, возникающие из-за ограничения полосы частот сверху назы- ваются искажениями первого рода. Ограни­чение полосы частот сверху связано с наличием реактивных эле­ментов в цепях, по которым проходит групповой АИМ сигнал, с ограниченным быстродействием транзисторов, используе-мых в узлах формирования АИМ сигнала, и с другими факторами. Ха­рактер возникающих искажений при передаче прямоугольных им­пульсов показан на рис. 5.6, а. При этом, как правило, достаточно учитывать влияние только предшествующего канала, так как влияние более отдаленных по времени каналов оказывается малоза­метным.
Искажения, возникающие из-за ограничения полосы частот снизу, называются искажениями второго рода. Это ограни­чение происходит из-за наличия в цепях группового сигнала реактивных элементов (трансформаторов, емкостей и др.). Харак­тер возникающих искажений при передаче прямоугольных импуль­сов показан на рис. 5.6,б В отличие от искажений первого рода выбросы обратной полярности затухают медленно, поэтому влиянию подвергается даже каналы существенно удаленные по времени от влияющего канала.

Это делает искажения второго рода более опасными по сравнению с искажениями первого рода. В реальных трактах возникают искажения обоих типов.

На рис. 5.7 в качестве примера приведена упрощенная схема АИМ модулятора, выполненного в виде сбалансированного ключа на транзисторах При наличии импульса в управляющем сигнале ключ открывается и через нагрузку протекает ток, про­порциональный входному сигналу, а между импульсами управ­ляющего сигнала ключ оказывается в закрытом (разомкну­том) состоянии и ток через нагрузку не протекает. Режимы работы транзисторов должны быть подобраны таким образом, чтобы в от­крытом состоянии сопротивление ключа было как можно меньше, а в закрытом — стремилось к бесконечности.

В результате в нагрузке формируется сигнал в виде АИМ-1. Управляющее импульсное напряжение в нагрузку не поступает, т. е. подавляется. Это объясняется тем, что управляющее напря­жение поступает одновременно на базы VT1 и VT2 и вызывает по­явление эмиттерных токов, которые протекают через нагрузку в противоположных направлениях. Если транзисторы имеют одина­ковые параметры, то эти токи равны по величине и суммарный ток в нагрузке оказывается равным нулю.

После объединения канальных сигналов формируется группо­вой АИМ сигнал, который перед операцией квантования необхо­димо преобразовать в АИМ-2. Принцип преобразования сигналов АИМ-1 в АИМ-2 можно пояснить с помощью схемы, представлен­ной на рис. 5.8. На вход усилителя Ус1 с выходов канальных АИМ модуляторов поступает групповой АИМ-1 сигнал. Ключ Кл₂ замыкается одновременно с Кл1 и подключает к выходу Ус1 нако­пительный конденсатор, который за короткое время заряда т₃ за­ряжается до уровня, соответствующего амплитуде текущего АИМ отсчета. Время заряда обеспечивается достаточно малым благо­даря небольшому выходному сопротивлению После размыка­ния ключей напряжение заряда конденсатора остается практически неизменным до момента замыкания ключа Кл_з. Это обусловливается тем, что входное сопротивление Ус₂ выбирается достаточно большим, предотвращая разряд конденсатора. После замыкания конденсатор быстро разряжается и оказывается подготовленным к поступлению очередного АИМ отсчета. Таким образом, на выходе формируется групповой АИМ сигнал с плоской вершиной отсчетов, т. е. сигнал АИМ-2. На рис. 5.9 при­ведены временные диаграммы, поясняющие работу схемы. Ключи могут быть реализованы, как и Кл_ь по схеме, приве­денной на рис. 5.7.

Амплитуды отсчетов при АИМ-2 поддер­живаются практически неизменными в течение всего канального интервала что обеспечивает устойчивую работу кодирующего устройства, на вход которого поступает групповой АИМ сигнал.

Реализация ДИКМ

Кодеры, а также декодеры с ДИКМ могут быть реализованы различным способом в за­висимости от того, как разделены функции обработки сигналов между цифровыми и аналоговыми схемами. В одном случае функции дифференцирования и интегрирования могут быть реализованы в аналоговых схемах, а в другом — в цифровых схемах с ис­пользованием обычных отсчетов ИКМ в качестве входного сигнала. На рис. 3.28 пред­ставлена блок-схема трех различных реализаций с различной степенью цифровой обра­ботки сигналов.

На рис. 3.28, а показана система, которая использует аналоговое дифференцирова­ние и интегрирование. Аналого-цифровое преобразование применяется к разностным сигналам, а цифро-аналоговое — в цепи обратной связи к кодам разности, имеющим ограниченный диапазон. Для интегрирования предварительно выполняется аналоговое суммирование и запоминание сигналов в схеме выборки-хранения.

На рис. 3.28, б представлена система, которая реализует интегрирование цифровым способом. Вместо непосредственного преобразования кода разности обратно в аналого­вую форму для обратной связи, этот код суммируется и запоминается в регистре дан­ных для генерации цифрового представления предыдущего отсчета на входе. Затем для получения аналогового сигнала из цепи обратной связи используется ЦАП на полный динамический диапазон сигнала. Отметим, что ЦАП на рис. 3.28, б работает с полным диапазоном амплитуд, тогда как ЦАП на рис. 3.28, а преобразует более ограниченный разностный сигнал.

На рис. 3.28, в дана система, все процессы обработки сигналов в которой проводят­ся в схемах цифровой логики. АЦП формирует кодовые слова полного амплитудного диапазона, которые сравниваются с цифровыми аппроксимациями предыдущего кода амплитуды. Отметим, что в этой системе АЦП должен работать со всем динамическим диапазоном входного сигнала, тогда как в остальных двух случаях он работает только с разностными сигналами.

Благодаря доступности элементной базы для устройств цифровой обработки сигна­лов, некоторые из которых содержат встроенные АЦП, цифровая обработка (как на рис. 3.28, в) становится все более эффективным средством реализации алгоритма ДИКМ. Фактически большинство приложений с ДИКМ включают обработку речевых сигналов, которые уже оцифрованы в стандартный формат ИКМ с частотой 64 кбит/с.

Адаптивная ДИКМ

Относительно несложная реализация системы с ДИКМ позволяет сэкономить один-два бита при кодировании каждого отсчета по сравнению со стандартным кодированием с ИКМ. Можно, однако, добиться еще большей экономии добавлением адаптивной логики к базис­ному алгоритму ДИКМ, получая так называемую адаптивную дифференциальную ИКМ (АДИКМ).

Исследовано много видов АДИКМ для различных приложений. Наиболее из­вестны два приложения: голосовые извещения и цифровые схемы мультиплексирования (DCM) для увеличения числа речевых каналов в линиях передачи типа Т1. В расчете на бу­дущие приложения МСЭ-Т был установлен стандарт АДИКМ на скорости 32 кбит/с (реко­мендация G.721) [24]. Этот алгоритм, будучи встроенным во внутреннее сетевое оборудова­ние, подвергался расширенному тестированию и характеризуется как не слишком ухудшаю­щий качество каналов междугородной связи. При обсуждении этого стандарта были учтены:

- многократное каскадное кодирование и декодирование с ИКМ и аналоговым ин­терфейсом;

- качество речи, данных, передаваемых в речевом диапазоне, и факсимильных дан­ных, соответствующее качеству сквозного соединения;

- влияние случайных и пакетных ошибок в канале;

- характеристики аналогового сигнала, ухудшающиеся из-за потерь, шумов, ам­плитудных, фазовых и гармонических искажений;

- легкость совместимости с кодированием ИКМ по ц- и ^-законам.

Скорость кодирования 32 кбит/с означает, что в полосе канала достигается экономия 2:1 по сравнению со стандартной ИКМ. Значительным недостатком является то, что стан­дарт АДИКМ нарушает передачу сигналов модемов на скоростях кодирования больших 4800 бит/с [24]. Скорости кодирования речи 4800 кбит/с и ниже поддерживаются.

 

 

Так как система с АДИКМ на скорости 32 кбит/с обеспечивает хорошее качество при умеренной стоимости и потребляемой мощности, она используется в перечислен­ных ниже беспроводных телефонах и цифровых сотовых системах так называемого нижнего яруса*:

- коммуникационная система персонального доступа PACS (Personal Access Com­munication System) в Северной Америке;

- беспроводная телефония второго поколения СТ2 (Second Generation Cordless Telephones) в Европе;

- европейская цифровая беспроводная телефония DECT (Digital European Cordless Telephony) в Европе;

- система персональных мобильных телефонов PHS (Personal Handyphone System) в Японии.

Дельта - модул яция

Дельта-модуляция (ДМ) представляет один из методов кодиро­вания разностного сигнала, при котором в линию передается ин­формация лишь о знаке приращения разности соседних отсчетов (предельный случай ДИКМ).

При ДМ так же, как и при обычной ИКМ, непрерывный сигнал подвергается дискретизации и квантованию, в результате чего непрерывная функция c(t) заменяется ступенчатой (кусочно-постоянной) функцией G (Т) (см. рис. 4, а).

Однако при ДМ, в отличие от классической ИКМ, при каждом ша­ге дискретизации допускается приращение ступенчатой функции G (t), равное величине только одного шага квантования S. В линию передаются сведения о знаке приращения непрерывного сигнала c(t) в дискретные моменты времени kT. Алгоритм формирования линейного сигнала имеет вид

(11)

здесь sign означает знак разности.

Таким образом, сигнал при ДМ оказывается кодированным по двоичной системе и представляет собой последовательность двухполярных импульсов (рис. 4, б). Из формулы (11) и рис. 4 ясно, что ступенчатый сигнал можно получить интегрированием линейного сигнала т.е.

(12)

Упрощенная структурная схема цифрового канала на основе ДМ приведена на рис. 5.

Следовательно, операция декодирования в приемнике системы передачи сводится к интегрированию линейного сигнала f (t).

Первичный сигнал C(t) ограничивается с помощью фильтра ниж­них частот (ФНЧ) по частоте и формируется сигнал c(t) с граничной частотой Сигнал c(t) поступает на один из входов вычитающего устройства (ВУ), на другой вход которого поступает ступенчатый сигнал G(t), формируемый интегратором. На выходе ВУ получается разностный сигнал или сигнал ошибки Сигнал ошибки поступает на кодер, на другой вход которого поступает периодическая после­довательность тактовых импульсов с частотой дискретизации Кодер формирует положительный импульс, если в момент поступления тактового импульса и отрицательный – при Последовательность двухполярных импульсов f(t) направ­ляется в линию и одновременно подается на интегратор, форми­рующий ступенчатый сигнал G(t). С выхода интегратора сигнал подводится к ВУ, на другой вход которого поступает сигнал c(t) и которое осуществляет операцию (13).

Функции декодирующего устройства в приемнике выполняет ин­тегратор (аналогичный интегратору в схеме передатчика), на выхо­де которого получается ступенчатый сигнал G(t). После его сглаживания фильтром нижних частот (ФНЧ) формируется сигнал c(t), достаточно близкий к сигналу c(t). Совокупность устройств, формирующих сигнал f(t), называется дельта-кодером, совокуп­ность устройств, выполняющих преобразование сигнала f(t) в сигнал c'(t), называется дельта-декодером, а в целом эти устройства образуют дельта-кодек.

Расчеты показывают, что для передачи телефонных сообщений с достаточно высоким качеством при ДМ требуется в 2...3 раза более широкая полоса частот, чем при ИКМ. Это существенный недостаток ДМ.

Основное достоинство ДМ - простота аппаратуры кодирования и декодирования.

При мгновенном компандировании шаг квантования изменяется в каждом такте. Существует несколько разновидностей дельта-модуляции с мгновенным компандированием (ДММК), но все они основаны на изменении шага квантования при появлении перегруз­ки по крутизне (см. рис. 4, в). Информацией о появлении перегрузки может служить появление в выходном сигнале подряд нескольких одинаковых символов. В структуру дельта-кодека ДММК (рис. 6), вводят анализатор вида импульсной последовательности и амплитудно-импульсный модулятор (АИМ). При появлении посы­лок одинаковой полярности анализатор управляет АИМ таким образом, что амплитуда импульсов, подаваемых на интегратор (Интегр), возрастает и соответственно возрастает шаг квантования копии сигнала. При обнаружении последовательных импульсов разной полярности анализатор подает на АИМ напряжение, умень­шающее амплитуду выходных импульсов, и шаг изменения копии уменьшается.

Так же, как и в случае ДММК, схема ДМИК содержит в цепи обратной связи АИМ (ШИМ) модулятор, изменяющий амплитуду или длитель­ность импульсов, формирующих копию сигнала на выходе интеграто­ра. Отличие этой схемы от предыдущей состоит в том, что управление амплитудой импульсов осуществляется не безынерцион­но, а сравнительно медленно, в соответствии с изменением огибаю­щей кодируемого сигнала. Сигнал управления может выделяться из выходного сигнала или его копии. Структурная схема, приведенная на рис. 7, соответствует первому способу. В этом случае цепь управле­ния содержит интегратор, детектор, выделяющий низкочастотную огибающую сигнала, и ФНЧ.

Инерционность адаптации кодека ДМИК близка к периоду основ­ного тона речевого сигнала и равна примерно 10 мс, в то время как средний интервал следования слогов превышает 100 мс.

При ДМИК шаг квантования зависит от уровня входного сигнала, возрастая с его увеличением. Если при этом в некотором диапазоне изменения сигнала обеспечивается прямая пропорциональность между его напряжением и шагом квантования, отношение сигнал-шум квантования на выходе ФНЧ в данном диапазоне будет оста­ваться постоянным. Тем самым устраняется зависимость отношения сигнал-шум от уровня входного сигнала, свойственная ДМ с постоян­ным шагом. Эксперименты показали, что при использовании ДМИК и тактовой частоты 48 кГц отношение сигнал-шум квантования превы­шает 25 дБ при изменении уровня входного сигнала на 40 дБ. Следовательно, ДМИК обеспечивает такое же качество передачи, как и ИКМ при восьмиразрядном кодировании, но при требуемой скоро­сти передачи в 1,5...2 раза более низкой, чем ИКМ.

В 'заключение отметим, что влияние ошибок в линейном тракте при передаче ДМ сигнала вызывает ошибку, равную двум шагам квантования, а при ИКМ ошибка зависит от того, в каком разряде кодовой комбинации произошел сбой под воздействием помехи. Следовательно, требования к линейному тракту по достоверности передачи при ДМ на несколько порядков ниже, чем при ИКМ.

Литература: Осн. 3 [ 109-117]

Доп. 4 [ 90-101 ]

Контрольные вопросы:

1.Нелинейное кодирование. Характеристика компандирования типа
А=87,6/13. Схема нелинейного кодера.

2.Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция

3.Дельта-модуляция

Иерархия ЦСП с ИКМ.

Структура первичной сети предопреде­ляет объединение и разделение.потоков передаваемой информа­ции, поэтому используемые на ней системы передачи строятся по иерархическому принципу. Применительно к цифровым системам этот принцип заключается в том, что число каналов ЦСП, соот­ветствующей данной ступени иерархии, больше числа каналов ЦСП предыдущей ступени в целое число раз.

Система передачи, соответствующая первой ступени, называется первичной; в этой ЦСП осуществляется прямое преобразование относительно не­большого числа первичных сигналов в первичный цифровой поток. Системы передачи второй ступени иерархии объединяют опреде­ленное число первичных потоков во вторичный цифровой поток и т. д. Таким образом, если на данной станции первичной сети необходимо установить ЦСП с ИК.М с относительно большим чис­лом каналов, на ней устанавливают аппаратуру соответствующе­го числа первичных, вторичных и т. д. цифровых систем передачи. Системы, построенные таким способом, называют ЦСП с времен­ным группообразованием. Эти системы помимо обеспечения по­требностей сети позволяют использовать на первой ступени груп­повые кодеки с приемлемыми скоростями работы.

В рекомендациях МККТТ представлено несколько типов иерар­хий ЦСП с ИКМ: европейская, североамериканская и японская. К 1990 г. МККТТ разработал рекомендации по единой (всемир­ной) синхронной цифровой иерархии (СЦИ), позволяющей объ­единять цифровые потоки, образованные системами передачи, входящими в любую существующую иерархию.

Цифровые системы передачи с ИКМ, используемые на нашей первичной сети, соответствуют европейской иерархии, рекомендо­ванной МККТТ. На рис. 5.42 отмечены ступени иерархии, указаны типы соответствующих им ЦСП, а также скорости цифровых по­токов. Во всех потоках отводятся специальные позиции для пере­дачи служебных сигналов, что также указано на рисунке. Напри­мер, скорость вторичного потока, равная 2048X4+256=8448 кбит/с, определена скоростями четырех первичных потоков {по 2048 кбит/с) и служебной информацией (256 кбит/с). Попут­но заметим, что информация, передаваемая по одному каналу ТЧ, преобразуется в цифровой поток со скоростью 64 кбит/с, соответ­ствующий основному цифровому каналу (ОЦК).

На рис. 5.42 указаны также системы передачи, не входящие непосредственно в иерархию ЦСП с ИКМ. Это, во-первых, субпервичная система ИКМ-15, преобразующая сигналы 15 каналов ТЧ в цифровой поток со скоростью 1024 кбит/с. Цифровые потоки двух систем ИКМ-15 могут быть объединены устройством объеди­нения «Зона-15» в первичный цифровой поток. Во-вторых, это ана­лого-цифровое оборудование АЦО-ЧРК.В, которое преобразует сигналы типовой вторичной группы каналов (60-канальной) систе­мы передачи с ЧРК. в три первичных цифровых потока. В-третьих, на рисунке отмечено аналого-цифровое оборудование АЦО-ТВ, позволяющее преобразовывать канал телевизионного вещания и два канала звукового сопровождения (или один стерео) в три третичных цифровых потока. Существуют и другие виды оборудо­вания, имеющие ограниченное применение и не показанные на рисунке.

Параметры цифровых потоков, получаемых на тех или иных ступенях иерархии, должны соответствовать рекомендациям МККТТ. Это позволяет унифицировать оборудование первичной сети и облегчает организацию международных связей.

Системы иерархии, где объединяются потоки с неболь­шими расхождениями скоростей, называют плезиохронными (ПЦИ). Если же обеспечить синхронность объединяемых потоков, то резко упрощается техника их объединения и разделения.

В разработанной системе синхронной цифровой иерархии {СЦИ) скорость передачи на первой ступени установлена равной 155 520 кбит/с, что выше верхней скорости европейской ПЦИ (139264 кбит/с, см. рис. 5.42). Установлены также скорости выс­ших ступеней: второй—155520X4 = 622080 кбит/с и третьей — 622080x4 = 248320 кбит/с. Кроме того, рассматривается вопрос об установлении скоростей передачи ниже первой ступени, что позволит получить преимущества СЦИ на современных спутни­ковых и радиорелейных линиях связи, где скорости цифровых по­токов обычно не превышают 60000 кбит/с. Объединение плезио-хронных цифровых потоков в синхронные осуществляется с до­бавлением довольно большого объема служебной информации. Например, для четверичного потока эта добавка составляет 155,520—139264=16256 кбит/с. Большие объемы служебной ин­формации позволяют поднять эксплуатационное и техническое обслуживание сети на качественно новый уровень.

Синхронное объединение.

При объединении синхронных, но не синфазных потоков приходится вводить специальный сигнал син­хронизации, указывающий порядок размещения информации в об­щем потоке. С учетом сказанного в действующих системах принято передавать два (или три) бита слу­жебной информации через несколько десятков бит информации каждого из объединяемых потоков.

Генераторное оборудование устройства объединения состоит из двух частей: ГO₁ и ГО₂. Первое управляется сигналом тактовой частоты от ВТЧ, подключаемого к любому из объединяемых потоков (потоки синхронны), и вырабатывает импульсную после­довательность записи ИЗ, подаваемую на все ЗУ.

Считывание осуществляется посредством последовательностей ИС1—HCIV, вырабатываемых ГСЬ, которое получает тактовый сигнал от пре­образователя частоты (ПЧ), повышающего тактовую частоту объ­единяемых потоков в 33/32 раза. Считывающие последовательно­сти ИС1—HCIV поступают на ЗУ1^3У1У соответственно через логические ячейки ЗАПРЕТ! — 3AFIPETIV, которые прекращают подачу ИС в моменты, предназначенные для передачи сигналов служебной информации, вырабатываемых передатчиком этих сиг­налов (ПерСИ).

В устройстве разделения (Пр) осуществляются обратные опе­рации. Заметим только, что приемник сигналов служебной инфор­мации (ПрСИ) устанавливает порядок подачи последовательнос­тей импульсов записи И31—H3IV, вырабатываемых FOi: после импульсов служебной информации генерируется импульс И31, затем через время т₀е — импульс ИЗП и т. д. Посредством ячеек ЗАПРЕТ1 —ЗАПРЕНУ запись ИО в ЗУ не производится в те моменты, которые отведены для передачи служебной информации. Импульсная последовательность, подаваемая на «обнулящие» вхо­ды формирователей импульсов ФИ1 — ФИ1У, является последо­вательностью считывания ИС, задержанной на половину периода тактовой частоты исходного потока Тисх/2.

 

В устройстве разделения (Пр) осуществляются обратные опе­рации. Заметим только, что приемник сигналов служебной инфор­мации (ПрСИ) устанавливает порядок подачи последовательнос­тей импульсов записи И31—H3IV, вырабатываемых FOi: после импульсов служебной информации генерируется импульс И31, затем через время т₀е — импульс ИЗП и т. д. Посредством ячеек ЗАПРЕТ1 —ЗАПРЕНУ запись ИО в ЗУ не производится в те моменты, которые отведены для передачи служебной информации. Импульсная последовательность, подаваемая на «обнулящие» вхо­ды формирователей импульсов ФИ1 — ФИ1У, является последо­вательностью считывания ИС, задержанной на половину периода тактовой частоты исходного потока Тисх/2.

Сравнивая устройства синфазно-синхронного (см. рис. 5.44) к синхронного (см. рис. 5.46) объединения потоков, можно заме­тить, что второй способ реализуется в результате некоторого ус­ложнения генераторного оборудования по сравнению с первым. Кроме того, при синхронном объединении потоков необходимо увеличить по сравнению с синфазнр-синхронным способом емкость памяти всех ЗУ на две ячейки, т. е. обеспечить хранение инфор­мации исходных потоков на время передачи (приема) сигналов служебной информации.

Асинхронное объединение.

Цифровые системы передачи, пото­ки которых подлежат объединению, часто имеют автономное ге­нераторное оборудование, обладающее некоторой нестабильно­стью частоты. Эта нестабильность невелика, поэтому объединяе­мые потоки называют плезиохронными («как бы синхронными»). Вначале предположим, что импульсные последовательности счи­тывания устройств объединения потоков имеют скорость, превы­шающую скорость записи больше чем в 33/32 раза (для ранее рассмотренного примера с системой передачи ИКМ-120). Тогда, как это показано на рис. 5.47, а, к временному сдвигу т_с будет добавляться постоянно увеличивающаяся временная неод­нородность tho. Через несколько сотен периодов по 64 им­пульса исходного потока (скорости потоков мало отличаются друг от друга) временная неоднородность достигает величины 32т_ИСх/33 (отмечена звездочкой) и возникает необходимость в выравнива­нии (согласовании) фаз импульсных последовательностей записи и считывания. Очевидно, согласование можно осуществить, за­держав процесс считывания на одну позицию, т. е. исключив из соответствующей последовательности импульсов считывания ИС в данный момент 64-й импульс.

На рис. 5.49 показаны блоки асинхронного сопряжения (БАС) передающего и приемного оборудования, относящиеся к одному из объединяемых потоков. Последовательность ИЗ в передающем оборудовании (БАС_пер) вырабатывается в ГО_Ь управляемом так­товой частотой данного потока ИИ. Импульсы считывания ИС вырабатываются в ГСЬ, общем для всех БАСпер данной станции, имеющем автономный задающий генератор. Разность скоростей ИЗ и ИС анализируется фазовым детектором (ФД), подающим по необходимости в блок передачи команд согласования скоростей (Пер КСС) информацию о положительной или отрицательной временной неоднородности т_но, достигшей критической величины.

. Если критическая т_но положительна, Пер КСС формирует по­ложительную КСС, которая поступает в объединенный поток, а также импульс, подаваемый на управляющий вход логической ячейки ЗАПРЕТ, благодаря чему в этот момент запрещается счи­тывание информации (осуществляется вставка, см. рис. 5.48,6).

При наличии согласования импульсы записи ИЗ в БАС_пр вы­рабатываются ГОь синхронизированным с объединенным потоком ИО, и поступают на ЗУ через логические ячейки ИЛИ и ЗАПРЕТ. Импульсы считывания вырабатываются генератором, управляе­мым напряжением (ГУН), частота их следования сопрягается с частотой последовательности ИЗ посредством фазового детектора (ФД) и системы управления (СУ), которые вместе с ГУН обра­зуют замкнутую петлю фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). При приеме положительной КСС приемник команд согласования скоростей Пр КСС вырабатывает импульс, поступающий на вход управления ячейки ЗАПРЕТ и таким образом останавливающий процесс записи на момент прохождения вставки. При приеме от­рицательной КСС импульс, выработанный в Пр КСС, поступает через ячейку ИЛИ на ЗУ в момент прохождения' позиции слу­жебного канала, несущего информацию, которая не успела быть переданной в информационной части потока (см. рис. 5.48,6).

В системах с двусторонним согласованием скоростей исполь­зуются только два вида КСС: для положительного и отрицатель­ного согласования. Для случая равенства скоростей специальной нейтральной команды не существует, она заменяется командами для положительного и отрицательного согласования, попеременно следующими друг за другом. Отсутствие третьей (нейтральной) команды также понижает вероятность возникновения ошибок в работе системы согласования скоростей.

Рассмотренные выше схемы несколько упрощены. В реальных случаях в состав БАС вводятся устройства, анализирующие ха­рактер изменения т_но, что резко понижает вероятность ложного срабатывания Пр КСС. а также устройства, подавляющие фазо­вые дрожания ГУН.

Литература: Доп. 4 [134-144 ]

Контрольные вопросы:

1.Синфазно-синхронное объединение и разделение цифровых потоков.

2.Способы объединения цифровых потоков и их реализация.

 

Лекция №6 Цифровые иерархии

Линейные коды ЦСП

Блочные двоичные коды

Второй вариант перекодирования исходного сигнала в линейный подразу­мевает получение линейного кода с тактовой частотой, которая больше частоты следования отдельных импульсов исходного двоичного сигнала. Здесь также возможны два способа преобразования.

Первый — преобразование ДС (рис. 15.14, а) в биимпульсный сигнал, при котором нуль передается, как и прежде, а сигнал единицы передается биимпульсным сигналом, например вида +1—1 (рис. 15.14, б). Используется также вариант, когда и нулевой символ заменяется биимпульсной комбинацией, но уже другого вида -1+1 (рис. 15.14, в). Такой метод позволяет полностью устра­нить постоянную составляющую в ЛС и межсимвольные искажения второго рода, но передача линейного сигнала требует увеличения полосы пропускания в области верхних частот по крайней мере в 2 раза.

Кроме этого метода, возможен еще один способ преобразования, при кото­ром каждая группа из символов исходного двоичного сигнала заменяется группой из я символов двоичного линейного сигнала, что выражается форму­лой , Поскольку , то для каждой из возможных комбинаций нулей и единиц в пакете из символов ДС можно подобрать свою комбинацию, зара­нее определенную из возможных (в пакете из двоичных символов ЛС), что позволяет избавиться от длинных серий нулей (или единиц) и сохранить воз­можности контроля за качеством работы регенераторов без прерывания связи и использования специальных испытательных сигналов.

Наиболее простыми и весьма эффективными являются линейные коды класса , в которых с каждым отдельным символом исходной последова­тельности сопоставляются два двоичных символа линейного кода.

Например, единица исходной последовательности (рис. 15.15, а) может быть передана комбинацией 10, а нуль — 01 (рис. 15.15, б).