Драйверы силовых транзисторов

Драйвер представляет собой усилитель мощности и предназначается для непосредственного управления силовым ключом (иногда ключами) преобразователя. Он должен усилить управляющий сигнал по мощности и напряжению и, в случае необходимости, обеспечить его потенциальный сдвиг.

При выборе драйвера необходимо согласовать его выходные параметры с входными параметрами мощного ключа (транзистор MOSFET, IGBT).

1. МДП-транзисторы и IGBT – это приборы, управляемые напряжением, однако для увеличения входного напряжения до оптимального уровня (12-15 В) необходимо обеспечить в цепи затвора соответствующий заряд.

2. Динамические характеристики переключения определяются скоростью перезаряда паразитных конденсаторов транзистора. Минимальные значения времени обеспечиваются в режиме перезаряда постоянным динамическим током.

3. Для ограничения скорости нарастания тока и уменьшения динамических помех необходимо использовать последовательные сопротивления в цепи затвора.

Драйверы для управления сложными преобразовательными схемами содержат большое количество элементов, поэтому их выпускают в виде интегральных схем. Эти микросхемы, помимо усилителей мощности, содержат также цепи преобразования уровня, вспомогательную логику, цепи задержки для формирования «мёртвого» времени, а также ряд защит, например, – от перегрузки по току и короткого замыкания, снижения напряжения питания и ряд других. Многие фирмы выпускают многочисленный функциональный ряд: драйверы нижнего ключа мостовой схемы, драйверы верхнего ключа мостовой схемы, драйверы верхнего и нижнего ключей с независимым управлением каждого из них, полумостовые драйверы, которые часто имеют только один управляющий вход и могут использоваться для симметричного закона управления, драйверы для управления всеми транзисторами мостовой схемы.

Типовая схема включения драйвера верхнего и нижнего ключей фирмы International Rectifier IR2110 с бутстрепным принципом питания приведена на рис.3.1, а. Управление обоими ключами независимое. Отличие данного драйвера от других заключается в том, что в IR2110 введена дополнительная схема преобразования уровня как в нижнем, так и верхнем каналах, позволяющая разделить по уровню питание логики микросхемы от напряжения питания драйвера. Содержится также защита от пониженного напряжения питания драйвера и высоковольтного «плавающего» источника.

Конденсаторы С_D, С_С предназначены для подавления высокочастотных помех по цепям питания логики и драйвера соответственно. Высоковольтный плавающий источник образован конденсатором С1 и диодом VD1 (бутстрепный источник питания).

Подключение выходов драйвера к силовым транзисторам осуществляется при помощи затворных резисторов R_G1 и R_G2.

Поскольку драйвер построен на полевых элементах и суммарная мощность, расходуемая на управление, незначительна, то в качестве источника питания выходного каскада может использован конденсатор С1, подзаряжаемый от источника питания U_ПИТ через высокочастотный диод VD1. Конденсатор С1 и диод VD1 в совокупности образуют высоковольтный «плавающий» источник питания, предназначенный для управления верхним транзистором VT1 стойки моста. Когда нижний транзистор VT2 проводит ток, то исток верхнего транзистора VT1 подключается к общему проводу питания, диод VD1 открывается и конденсатор С1 заряжается до напряжения U_C1=U_ПИТ – U_VD1. Наоборот, когда нижний транзистор переходит в закрытое состояние и начинает открываться верхний транзистор VT1 (рис 3.1), диод VD1 оказывается подпертым обратным напряжением силового источника питания. В результате этого выходной каскад драйвера начинает питаться исключительно разрядным током конденсатора С1. Таким образом, конденсатор С1 постоянно «гуляет» между общим проводом схемы и проводом силового источника питания (точка 1).

При использовании драйвера IR2110 с бутстрепным питанием особое внимание следует обратить на выбор элементов высоковольтного «плавающего» источника. Диод VD1 должен выдерживать большое обратное напряжение (в зависимости от силового источника питания схемы), допустимый прямой ток примерно 1 А, время восстановления t_rr=10-100 нс, т.е быть быстродействующим. В литературе рекомендуется диод SF28 (600 В, 2 А, 35 нс), а также диоды UF 4004…UF 4007, UF 5404…UF 5408, HER 105… HER 108, HER 205…HER 208 и другие классы “ultra - fast”.

Схема драйвера выполнена таким образом, что высокому логическому уровню сигнала на любом входе HIN и LIN соответствует такой же уровень на его выходе HO и LO (см. рис. 3.1 б, драйвер синфазный). Появление высокого уровня логического сигнала на входе SD приводит к запиранию транзисторов стойки моста.

Данную микросхему целесообразно использовать для управления ключами инвертора с ШИМ–регулированием выходного напряжения. При этом необходимо помнить, что в СУ необходимо обязательно предусмотреть временные задержки («мертвое» время) с целью предотвращения сквозных токов при коммутации транзисторов стойки моста (VT1, VT2 и VT3,VT4, рис 1.1).

Емкость С1 – это бутстрепная емкость, минимальная величина которой может рассчитываться по формуле [8]:

.

где Q₃ – величина заряда затвора мощного ключа (справочная величина);

I_пит – ток потребления драйвера в статическом режиме (справочная величина, обычно I_пит ≈ I_{G cт} мощного ключа);

Q₁ – циклическое изменение заряда драйвера (для 500-600 - вольтных драйверов 5 нК);

V_п – напряжение питания схемы драйвера;

– падение напряжения на бутстрепном диоде VD1;

Т – период коммутации мощных ключей.

 

Рис.3.1. Типовая схема включения драйвера IR2110 (а) и временные диаграммы его сигналов на входах и выходах (б)

 

V_DD – питание логики микросхемы;

V_SS – общая точка логической части драйвера;

HIN, LIN – логические входные сигналы, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно;

SD – логический вход отключения драйвера;

V_CC – напряжение питания драйвера;

COM – отрицательный полюс источника питания V_CC;

HO, LO – выходные сигналы драйвера, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно;

V_B –напряжение питания высоковольтного «плавающего» источника;

V_S – общая точка отрицательного полюса высоковольтного «плавающего» источника.

 

Полученное значение бутстрепной емкости необходимо увеличить в 10-15 раз (обычно С в пределах 0,1-1 мкФ). Это должна быть высокочастотная емкость с малым током утечки (в идеале – танталовая).

Резисторы R_G1, R_G2 определяют время включения мощных транзисторов, а диоды VD_G1 и VD_G2, шунтируя эти резисторы, уменьшают время выключения до минимальных величин. Резисторы R₁, R₂ имеют небольшую величину (до 0,5 Ом) и выравнивают разброс омических сопротивлений вдоль общей шины управления (обязательны, если мощный ключ – параллельное соединение менее мощных транзисторов).

При выборе драйвера для мощных транзисторов необходимо учитывать:

1. Закон управления мощными транзисторами:

— для симметричного закона подходят драйверы верхнего и нижнего ключа и драйверы полумостов;

— для несимметричного закона необходимы драйверы верхнего и нижнего ключа с независимым управлением каждого мощного ключа. Для несимметричного закона не подходят драйверы с трансформаторной гальванической развязкой.

2. Параметры мощного ключа (I_к или I_стока).

Обычно применяют приближенный подход:

— I_{вых др max}=2 А может управлять мощным VT с током до 50 А;

— I_{вых др max}=3 А – управлять мощным VT с током до 150 А (иначе время включения и выключения значительно возрастает и увеличиваются мощностные потери на переключение), т.е. высококачественный транзистор при ошибочном выборе драйвера теряет свои основные достоинства.

3. Учет дополнительных функций.

Фирмы выпускают драйверы с многочисленными сервисными функциями:

— различные защиты мощного ключа;

— защита от понижения напряжения питания драйвера;

— с встроенными бутстрепными диодами;

— с регулируемым и нерегулируемым временем задержки включения мощного VT по отношению к моменту выключения другого (борьба со сквозными токами в полумосте);

— со встроенной или отсутствующей гальванической развязкой. В последнем случае на входе драйвера необходимо подключить микросхему гальванической развязки (чаще всего – высокочастотная диодная оптопара);

— синфазные или противофазные;

— питание драйверов (бутстрепный вид питания или необходимы три гальванически развязанных источника питания).

При равноценности нескольких типов драйверов следует отдать предпочтение тем, которые коммутируют ток затвора мощных транзисторов с помощью биполярных VT. Если эту функцию выполняют полевые транзисторы, то могут быть отказы в работе драйвера при определенных обстоятельствах (перегрузках) за счет триггерного эффекта «защелкивания».

После выбора типа драйвера (и его данных) необходимы мероприятия по борьбе со сквозными токами в полумосте. Стандартный способ – выключение мощного ключа мгновенно, а включение запертого – с задержкой. Для этой цели применяют диоды VD_G1 и VD_G2, которые при закрывании VT шунтируют затворные резисторы, и процесс выключения будет быстрее, чем отпирание.

Кроме шунтирования затворных резисторов R_G1 и R_G2 с помощью диодов (VD_G1, VD_G2, рис.3.1) для борьбы со сквозными токами в П-схеме мощного каскада фирмы выпускают интегральные драйверы, ассиметричные по выходному току включения VT I_{др вых mах вкл} и выключения I_{др вых mах выкл} (например I_{др вых mах вкл} =2А, I_{др вых mах выкл} =3А). Этим задаются ассиметричные выходные сопротивления микросхемы, которые включены последовательно с затворными резисторами R_G1 и R_G2.

где все величины в формулах – справочные данные конкретного драйвера.

Для симметричного (по токам) драйвера справедливо равенство

.

В структуре MOSFET транзистора присутствует три ёмкости: ёмкость затвор-исток (входная ёмкость ), ёмкость исток-сток (выходная ), затвор-сток (проходная Для транзистора IGRT соответственно , , . При подаче напряжения на затвор величиной (15-20)В начинает по экспоненте заряжаться входная ёмкость и при напряжении 8-10В в транзисторе будет появляться ток . Этот промежуток времени приводится в виде параметра задержки включения (рис. 3.2) при определённом сопротивлении в цепи затвора

При появлении в структуре VT стокового тока входная ёмкость будет заряжаться по другой экспоненте, так как на этот процесс оказывает влияние выходная ёмкость , то в конечном итоге входная ёмкость накопит заряд Q (справочная величина). Выходной ток (уменьшение напряжения на электродах исток-сток) в основном будет зависеть от процессов в цепи , без существенного влияния тока затвора.

Время разряда ёмкости так же приводится в справочных параметрах VT в виде времени включения .

При выключении транзистора вначале будет разряжаться ёмкость до величины (), затем начнёт уменьшаться ток истока до 0 (). Таким образом, от величины резистора в цепи затвора будет зависеть задержка на включение и выключение VT, а с использованием драйвера общее сопротивление в цепи затвора будет иметь две составляющие: (при несиметричном драйвера и )- const и дополнительный затворный резистор, который можно менять для регулировок задержек. На рис 3.2 представлены выше перечисленные рассуждения в виде упрощённых графиков.

 

 

Рис. 3.2. Временные диаграммы: (а)- при включении VT; (б)- при выключении VT.

 

 

В справочных данных не приводятся параметры входных и выходных ёмкостей транзистора, но из математики известно, что начальный участок экспоненты (до 0.7 ) аппроксимируется прямой, угол наклона которой прямо пропорционален RC, что позволяет производить оценочные расчёты в виде пропорций.

Итак, для предотвращения возникновения сквозных токов необходимо подобрать суммарную величину сопротивлений в цепи затвора (, и регулирует скорость заряда затворной емкости VT), чтобы обеспечить задержку включения транзистора больше или равным времени, затрачиваемое на закрывание VT (см рис. 3.2).

(3.1)

где – время спада тока стока (справочная величина);

– время запаздывания начала выключения VT по отношению к моменту подачи на затвор запирающего напряжения. При шунтирующих затворных диодах (VD_G1, VD_G2, рис.3.1) скорость разряда однозначно определяется сопротивлением . Поэтому для определения решают следующую пропорцию, (пологая, что будет шунтироваться диодом VD_G)

(соответствует) –

(соответствует) –

Отсюда

Если скорректированная величина будет на порядок больше , то это свидетельствует некорректному выбору типа драйвера по мощности (большое ) и этим корректируется в худшую сторону быстродействие мощных ключей. Для окончательного определения величины можно воспользоваться техническими справочными данными мощного VT. Для этого составляется пропорция

(соответствует) –

(соответствует) –

Отсюда

где рассчитывают в соответствии с (3.1)

 

Для оценки мощности резисторов следует использовать формулу

, где Q и T- известные величины. Отсюда:

(Если решение дает значение R_G с отрицательным знаком, то задержку на включение будет с запасом обеспечивать выходное сопротивление драйвера).

Для облегчения борьбы со сквозными токами некоторые производители уже на стадии изготовления добиваются того, чтобы t_выкл< t_вкл (например, сборка – полумост СМ35084-5F фирмы Mitsubishi Elektric с динамическими параметрами: t_{з вкл}=1,1 мс, t_вкл=2,4 мс, t_{з выкл}=0,9 мс, t_выкл=0,5 мс).

Диоды VD_G1 и VD_G2 должны быть высокочастотными и выдерживать с запасом напряжение питания драйвера.

Можно для борьбы со сквозными токами (для симметричного закона управления) выбрать нужный полумостовой драйвер (если он подходит по другим параметрам), у которого время задержки регулируется в диапазоне 0,4…5 мкс (например, драйверы фирмы IR типа IR2184 или IR21844), если их задержка больше или равна величине t_выкл.

В заключение стоит заметить, что фирмы вместо старых модификаций драйверов выпускают новые типы, которые совместимы со старыми, но могут иметь дополнительные сервисные функции (обычно встроенные бутстрепные диоды, вернее, бутстрепные транзисторы, выполняющие функцию диодов, которые раньше отсутствовали). Например, драйвер IR2011 снят с производства и взамен его введен новый IRS2011 или IR2011S (в разных пособиях неоднозначная запись, но присутствует буква S).