Нелінійні спотворення в підсилювачах потужності на транзисторах

При розрахунку коефіцієнта гармонік переважно користуються спрощеними способами гармонічного аналізу, який дає достатню для практичних цілей точність і не вимагає побудови залежності вихідного струму від часу. Найбільш розповсюдженим є метод п’яти ординат, який називають також методом Клина за прізвищем його автора.

Рис. 4.2.5. Сімейство статичних вихідних характеристик і навантажувальна пряма каскаду в схемі зі спільним емітером

 

Якщо залежність вихідного струму від е.р.с. джерела сигналу, який змінюється за гармонічним законом, нелінійна, то вихідний струм в загальному випадку буде містити постійну складову, першу і ряд вищих гармонік. Таким чином, завданням гармонічного аналізу є визначення коефіцієнтів розкладу в ряд Фур’є: І_ср, І _{1 m} , І _{2 m} , І _{3 m} , І _{4 m} .

Розрахунок гармонічних складових вихідного струму, які потрібні для визначення коефіцієнта гармонік транзисторного підсилювального каскаду, здійснюють за наскрізною характеристикою. Наскрізна динамічна характеристика змінного струму є залежністю вихідного струму підсилювального елементу від е.р.с. джерела вхідного кола при наявності у вихідному колі опору навантаження. В підсилювальних каскадах на біполярних транзисторах нелінійні спотворення виникають як у вхідному, так і у вихідному колах, тому наскрізна динамічна характеристика підсилювального каскаду дає можливість визначити нелінійні спотворення, які викликані нелінійностями вхідного і вихідного кіл.

Рис. 4.2.6. Вхідна характеристика транзистора

 

Для побудови наскрізної динамічної характеристики використовують навантажувальну пряму змінного струму і вхідну характеристику транзистора. Для кожної точки перетину навантажувальної прямої з статичними вихідними характеристиками знаходять значення вихідного струму І_к і для відповідних значень вхідного струму І_б за вхідною статичною характеристикою визначають відповідні значення вхідних напруг U_бе. Потім для кожної з цих точок визначають е.р.с. джерела вхідного сигналу де − опір джерела сигналу для змінного струму.

Рис. 4.2.7. Визначення гармонічних складових колекторного струму методом п’яти ординат за наскрізною динамічною характеристикою

Знайдені таким чином точки із значеннями І_к і Е_дж наносять у відповідних координатах і, з’єднавши їх плавною кривою, отримують наскрізну динамічну характеристику змінного струму для певного значення опору джерела вхідного сигналу .

Розрахунок гармонічних складових вихідного струму, які потрібні для визначення коефіцієнта гармонік транзисторного підсилювального каскаду здійснюють за наскрізною характеристикою методом п’яти ординат наступним чином. На наскрізній характеристиці (рис.4.2.7) відмічають п’ять точок, які відповідають: розрахунковій амплітуді е.р.с. джерела сигналу Е_дж.m, половині амплітуди е.р.с. джерела сигналу 0,5 Е_дж.m, точці спокою (при відсутності сигналу е.р.с.), половині від’ємної амплітуди е.р.с. сигналу − 0,5 Е_дж.m, від’ємній амплітуді е.р.с. джерела сигналу − Е_дж.m. Значення вихідного струму в цих п’яти точках позначають відповідно через: І_к.max, І ₁, І ₀, І ₂, І_к.min; тоді амплітуди першої, другої, третьої, четвертої гармонік вихідного струму І _{1 m} , І _{2 m} , І _{3 m} , І _{4 m} і постійну складову можна знайти, використовуючи наступні вирази

 

 

 

 

 

 

Правильність обчислення знайдених струмів можна перевірити за формулою

 

 

Підставляємо знайдені значення струмів І _{1 m} , І _{2 m} , І _{3 m} , І _{4 m} в формулу для коефіцієнта гармонік і розраховуємо його значення

 

4.3. Розрахунок RC -генератора на операційному підсилювачі

З мостом Віна

Для розрахунку генератора задано: U_вих.m - амплітудне значення вихідної напруги; R_н - опір навантаження; f_н - нижня робоча частота; f_в - верхня робоча частота; Т_оc.макс - максимальна температура оточуючого середовища.

Для забезпечення самозбудження необхідно на вхід підсилювача подавати частину вихідної напруги, яка рівна вхідній і збігається з нею за фазою. Для отримання гармонічних синусоїдальних коливань необхідно, щоб ці умови виконувалися лише на одній частоті і різко порушувалися на всіх інших частотах. Ця частота називається частотою квазірезонансу. Необхідних фазовий зсув формується за допомогою фазоповертаючої ланки (ФПЛ), яка складається з декількох RC -ланок і служить для повороту фази вихідної напруги підсилювача на певний кут ( = n ·2π,
де n = 0, 1, 2,....) на частоті квазірезонансу.

Рис.4.3.1. Схема електрична принципова RC -генератора на операційному підсилювачі

В схемі генератора застосована послідовно-паралельна RC -ланка, яка називається мостом Віна і забезпечує нульовий фазовий зсув на частоті квазірезонансу. Фазочастотна характеристика моста Віна наведена на рис.4.3.3. Коефіцієнт зворотного зв'язку такої ланки дорівнює b_зз=1/3. Це означає, що мінімальний коефіцієнт підсилення за напругою, при якому виконується умова балансу амплітуд, повинен дорівнювати K_u =1/ b_зз =3.

 

Рис.4.3.2. Структурна схема RC -генератора

 

Розрахунок починаємо з вибору типу інтегрального операційного підсилювача виходячи з таких умов

 

де − максимальна додатна і від'ємна напруги на виході операційного підсилювача.

Максимальна швидкість наростання вихідної напруги операційного підсилювача повинна задовольняти таку вимогу

 

Вибираємо тип інтегрального операційного підсилювача і використовуємо такі його електричні параметри: , К_u0, R_н.мін,
V_макс (В/мкс), DU_зм /DT (мкВ /^о С), R_вих.

 

 

 

Рис.4.3.3. Фазочастотна характеристика моста Віна

Для симетричного моста Віна частота квазірезонансу буде дорівнювати

 

Мінімальнезначення вхідного опору Z_{вх мін} моста Віна повинно бути таким, щоб він не перевантажував вихідне коло підсилювального каскаду

 

 

де R_мін - мінімальне значення опору одного плеча моста Віна.

 

 

Змінний резистор, який призначений для плавного регулювання частоти, повинен бути здвоєним, щоб забезпечувати одночасну зміну опорів кожного плеча моста Віна

 

 

Знаходимо значення конденсаторів С₁ і С₂ для верхньої частоти діапазону

Коло від'ємного зворотного зв’язку забезпечує стабілізацію амплітуди вихідної напруги і покращує форму вихідного сигналу. Стала часу термістора R₅ повинна бути значно більшою від максимального періоду частоти квазірезонансу

 

Визначаємо значення спаду напруги на термісторі R₅

 

Вибираємо тип термістора. Вольт-амперна характеристика термістора зображена на рис.4.3.4. За вольт-амперною характеристикою будуємо залежність R_T = F (I_T), яка наведена на рис.4.3.5. Вибираємо робочу точку А термістора на ділянці максимальної крутизни. Для цієї точки знаходимо значення R_TА, І_ТА, U_TА.

 

Рис.4.3.4. Вольт-амперна характеристика термістора

 

 

Рис.4.3.5. Залежність опору термістора від струму.

 

Розраховуємо значення резистора R₄ з умови забезпечення необхідного коефіцієнта підсилення за напругою

 

Вихідний каскад на транзисторах VT₁ і VT₂ виконаний за схемою комплементарного повторювача напруги і призначений для узгодження вихідного опору генератора з опором навантаження.

Визначаємо амплітудне значення струму в навантаженні

 

 

Живлення комплементарного повторювача здійснюється від двополярного джерела напруги, що дозволяє отримати на його виході напругу необхідного значення. Для комплементарного повторювача напруги VT₁ і VT₂ вибираємо транзистори з різним типом провідності і однаковими параметрами: VT₁ (n-p-n), а VT₂ (p-n-p). Розраховуємо значення вихідного опору комплементарного повторювача напруги

 

 

 

Визначаємо вихідний опір генератора на ОП з урахуванням від’ємного зворотного зв'язку за напругою

 

 

Задаємося значенням коефіцієнта частотних спотворень на нижній частоті М_{н (дб)} в децибелах за рахунок ємності конденсатора С₃ і розраховуємо його значення

 

де - коефіцієнт частотних спотворень на нижній частоті у відносних одиницях ( )_.