Эффективные методы цифровой модуляции



Мы поможем в написании ваших работ!


Мы поможем в написании ваших работ!



Мы поможем в написании ваших работ!


ЗНАЕТЕ ЛИ ВЫ?

Эффективные методы цифровой модуляции



Кроме простых видов цифровой модуляции существуют более сложные виды, предназначенные для максимизации эффективности по каким-либо параметрам. Большинство современных телекоммуникационных систем использует именно эффективные модуляции.

Основные два направления, по которым идет усовершенствование видов цифровой модуляции – это эффективность по мощности и спектральная эффективность.

Квадратурная модуляция. Описывая цифровую модуляцию, сигнальные векторы часто представляют через квадратурную и синфазную составляющую («Q» и «I» – рис. 2.10).

Это связано с тем, что модуляция и демодуляция сигналов в цифровой связи чаще всего осуществляются на квадратурных модуляторах и демодуляторах, поскольку их реализация значительно проще, чем непосредственное управление фазой и амплитудой сигнала, особенно когда требуется одновременная АМ и ФМ.

Простейший способ повышения спектральной эффективности состоит в увеличении длительности прямоугольной битовой посылки с сохранением прежней скорости передачи в числе бит на единицу времени. На этом принципе основана квадратурная фазовая манипуляция (quadrature phase shift keying – QPSK).

На рис. 2.11, а представлен исходный поток данных dk(t) = d0, d1, d2, …, состоящий из биполярных импульсов, т. е. dk принимают значения +1 или –1, представляющие двоичную единицу и двоичный нуль.

Рис. 2.11

Этот поток импульсов разделяется на синфазный поток dI(t) = d0, d2, d4, … и квадратурный dQ(t) = d1, d3, d5, …, как показано на рис. 2.11, б. Скорости потоков dI(t) и dQ(t) равны половине скорости передачи потока dk(t). Удобную ортогональную реализацию сигнала QPSK, S(t), можно получить, используя амплитудную модуляцию синфазного и квадратурного потоков на синусной и косинусной функциях от несущей:

С помощью тригонометрических тождеств это уравнение можно представить в следующем виде:

Модулятор QPSK, показанный на рис. 2.11, использует сумму синусоидального и косинусоидального слагаемых.

Поток импульсов dI(t) используется для амплитудной модуляции (с амплитудой +1 или –1) косинусоиды. Это равноценно сдвигу фазы косинусоиды на 0 или π; следовательно, в результате получается сигнал BPSK. Аналогично, поток импульсов dQ(t) модулирует синусоиду, что дает сигнал BPSK, ортогональный предыдущему. При суммировании этих двух ортогональных компонентов несущей получается сигнал QPSK. Величина θ(t) будет соответствовать одному из четырех возможных сочетаний dI(t) и dQ(t): θ(t) = 0, ±90, 180º; результирующие векторы сигналов показаны в сигнальном пространстве на рис. 2.12. Так как cos(2πf0 + π/4) и sin(2πf0 + π/4) ортогональны, два сигнала BPSK можно обнаруживать раздельно.

Таким образом, QPSK в два раза экономнее BPSK в отношении использования частотного ресурса, поскольку имеет спектр той же формы, но суженный вдвое за счет двукратного растяжения посылки. И этот выигрыш достигнут без ухудшения помехоустойчивости приема (евклидово расстояние между соседними векторами останется прежним, так как при неизменной мощности энергия посылки удвоится за счет удвоения ее длительности).

Однако базовый вариант квадратурной манипуляции оказывается не совсем благоприятным с точки зрения энергопотребления. Поскольку при передаче возможны скачки фазы на 180º, требования к линейному диапазону усилителя оказываются чрезмерными. Чтобы использовать максимально благоприятный с точки зрения энергопотребления усилителя передатчика режим класса C, необходимо иметь несущую с постоянной огибающей.

Существуют разновидности квадратурной манипуляции, призванные уменьшить скачки фазы. В случае использования квадратурной манипуляции со сдвигом (OQPSK – Offset QPSK), потоки dI(t) и dQ(t) передаются со сдвигом на T, как показано на рис. 2.13.

Рис. 2.13

Поэтому одновременное изменение знака в обоих потоках становится невозможным, а значит, исключаются скачки фазы на 180º, и фаза может измениться только на 90º.

Другой вариант приближения к модуляции с постоянной огибающей получил название π/4-QPSK. Здесь, вместо сдвига посылок введен поворот на угол π/4 алфавита значений фаз при переходе от четных посылок к нечетным. Благодаря такому смещению, при i = 2k φi принимает значения из множества 0, π, ±π/2, а при i = 2k + 1 – из множества ±π/4, ±3π/4 (рис. 2.14).

Такой вид модуляции позволяет избежать большого усложнения демодулятора, хотя не столь эффективен в смягчении требования к динамическому диапазону, как OQPSK.

QAM. Квадратурную амплитудную модуляцию (QAM – Quadrature Amplitude Mdulation) можно считать логическим продолжением QPSK, поскольку сигнал QAM также состоит из двух независимых несущих (амплитудно-модулированных). Передачу сигналов, модулированных QAM, можно также рассматривать как комбинацию амплитудной и фазовой манипуляций (ASK и PSK). За счет неодинаковой длины сигнальных векторов достигается оптимизация их созвездия, максимизирующая минимальное расстояние между сигнальными векторами. Подобные форматы модуляции с самым различным числом сигнальных векторов и их конфигурации в созвездии (рис. 2.15) широко используются во многих телекоммуникационных системах.

MSK. Можно дополнительно усилить формат QPSK, устранив разрывные переходы фазы. Одной из схем, реализующей модуляцию без разрыва фазы, является манипуляция с минимальным сдвигом (minimum shift keying – MSK). Ее можно рассматривать как частный случай частотной манипуляции без разрыва фазы (CPFSK) или как частный случай QPSK с синусоидальным взвешиванием символов. В первом случае сигнал MSK можно представить следующим образом:

Здесь f0 несущая частота, dk = ±1 представляет биполярные данные, а dk – фазовая постоянная для k-го интервала передачи двоичных данных. При dk = 1 передаваемая частота – это f0 + 1/4T, а при dk = –1 – это f0 – 1/4T. Следовательно, разнесение тонов в MSK составляет половину от используемого при ортогональной FSK, откуда и название – манипуляция с минимальным сдвигом.

Рассматриваемый вид модуляции сводится, по существу, к бинарной частотной манипуляции. При этом переключение частоты происходит без скачков фазы, передача очередного символа начинается с той фазы, которая «набежала» в течении передачи предыдущего символа. Этот принцип можно иллюстрировать деревом траекторий фазы (рис. 2.16, а). В течение каждого отрезка времени фаза линейно растет или убывает в соответствии с текущим приращением частоты, и любая из возможных траекторий фазы оказывается непрерывной функцией (рис. 2.16, б). Такая модуляция обеспечивает постоянную огибающую и, как результат, оптимальность режима усилителя мощности передатчика.

Рис. 2.16

В квадратурном представлении сигнал можно записать так:

Таким образом, посылкой становится импульс с огибающей в виде полуволны косинуса. За счет его сглаженной формы происходит существенное сужение спектра по сравнению с QPSK.

GMSK. При передаче по радиоканалу часто бывает желательна более узкая полоса спектра сигнала, чем при MSK, где имеются достаточно большие по величине боковые лепестки, выходящие за границу 1/Tb. Чтобы добиться дальнейшего сужения спектра, перед модуляцией осуществляют низкочастотную фильтрацию. Если используется фильтр с гауссовской формой АЧХ, то такой вариант модуляции называют GMSK (Gaussian MSK). Для характеристики полосы пропускания низкочастотного фильтра вводится величина:

где f –3 дБ – частота среза по уровню –3 дБ; R – скорость передачи битов. На рис. 3.17, а приведены импульсные характеристики гауссовского фильтра при BT = 0.3 и BT = 0.5. На рис. 2.17, б можно видеть выигрыш в частотной полосе при использовании GMSK с этими значениями относительно MSK.

Рис. 2.17

Однако, как можно видеть из рис. 2.17, а, при увеличении значения BT длина символа растягивается, что чревато повышенной межсимвольной интерференцией. То есть выигрыш в компактности спектра достигается за счет снижения достоверности передачи информации. В стандарте GSM за оптимальное значение принято BT = 0.3.

Модуляцию GMSK можно рассматривать как дальнейшее усовершенствование принципа достижения непрерывности фазы. При этом устраняются не только разрывы самой фазы, но и ее производных. На рис. 2.18 показано дерево траекторий фазы при модуляции GMSK, иллюстрирующее этот принцип.

Как показывает приведенный обзор, применяемые методы цифровой модуляции отличаются заметным разнообразием. Поэтому при проектировании телекоммуникационных систем существует много путей достижения оптимальных показателей. В заключение можно привести краткое сравнение некоторых видов цифровой модуляции между собой.

На рис. 2.19 представлен график, где по оси ординат отложена удельная спектральная эффективность (бит/с/Гц), а по оси абсцисс – энергетическая эффективность (отношение энергии, приходящейся на бит сообщения к спектральной плотности шума, необходимое для достижения вероятности ошибки 10–5).

Рис. 2.19

Различные виды модуляции отмечены на этом графике точкой, характеризующей соотношение между спектральной и энергетической эффективностями этого вида. Из графика хорошо виден компромиссный характер выбора вида цифровой модуляции относительно этих двух параметров.

В табл. 2.1 приведены примеры использования некоторых видов цифровой модуляции в коммерческих телекоммуникационных системах различного назначения.

Формат модуляции Применение
MSK, GMSK GSM, CDPD
BPSK Космическая телеметрия, кабельные модемы
QPSK, DQPSK Спутниковые системы, CDMA, NADC, TETRA, PHS, PDC, LMDS, DVB-S, кабельные модемы, TFTS
OQPSK CDMA, спутниковые системы
FSK DECT, пейджинговые системы, AMPS, CT2, ERMES, наземные мобильные службы, общественная безопасность
8PSK Спутниковые системы, авиация, телеметрия.
16 QAM Микроволновая радиосвязь, модемы, DVB-C, DVB-T
32 QAM Наземная микроволновая радиосвязь, DVB-T
64 QAM DVB-C, модемы, MMDS
256 QAM Модемы, DVB-C (Европа), цифровое видео (США)

Таблица 2.1

Выбор вида модуляции зависит от особенностей применения, развертывания систем, необходимой скорости передачи, требуемой достоверности передачи.

Справочные сведения

В работе изучается модем CMX909B, который может быть использован в различных системах подвижной радиосвязи. Он осуществляет преобразование потока цифровых данных, необходимое для передачи их в заданной полосе радиоканала, а также формирует блоки данных, обеспечивая синхронизацию передачи и помехоустойчивое кодирование. Структурная схема модема и его возможные связи с другими элементами системы представлены на рис. 2.20.

Рис. 2.20

Необходимость решения первой задачи вызвана следующими причинами. Двоичный поток данных состоит из резких переходов от «0» к «1» и от «1» к «0», и поэтому его спектр содержит большое количество гармоник. Это обстоятельство делает цифровой поток данных малопригодным для передачи по радиоканалу, поскольку уровень излучения на соседних частотах будет в таком случае недопустимо высоким. Требования к радиосистемам по электромагнитной совместимости и рациональному использованию спектра с каждым годом возрастают, и вследствие этого разработаны различные виды цифровой модуляции, призванные повысить спектральную эффективность передачи данных.

Одним из таких видов является модуляция GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying), используемая во многих современных телекоммуникационных системах (например, в системах сотовой связи стандарта GSM), и именно она применена в изучаемом в работе модеме.

Принцип модуляции GMSK состоит в том, что перед тем, как поток битов поступает в модулятор и модулирует несущую частоту, он пропускается через ФНЧ – фильтр нижних частот. ФНЧ должен иметь достаточно узкую полосу пропускания с крутым срезом верхних частот и иметь импульсную характеристику с минимальными коэффициентом перерегулирования и степенью колебательности. Этим условиям удовлетворяет ФНЧ с гауссовской формой импульсной характеристики.

Для характеристики полосы пропускания низкочастотного фильтра вводится величина BT = f –3 дБ/R, где f –3 дБ – частота среза по уровню –3 дБ, R – скорость передачи битов. Однако, как можно видеть из рис. 3.21, при увеличении значения BT длина символа растягивается, что может стать причиной повышенной межсимвольной интерференции, т. е. выигрыш в компактности спектра достигается за счет снижения достоверности передачи информации. В стандарте Mobitex, который поддерживает модем CMX909B в качестве оптимального значения принято BT = 0.3.

Модуляция GMSK позволяет получить очень высокую спектральную эффективность. На рис. 3.22 можно видеть выигрыш, который дает гауссовская модуляция по сравнению с некоторыми другими видами цифровой модуляции. Сигнал с модуляцией GMSK занимает существенно более узкую полосу частот.

Рис. 2.22

Кроме достижения компактности спектра, модем должен обеспечивать приемлемые характеристики достоверности передачи информации в условиях действия помех. Эта достоверность характеризуется коэффициентом битовой ошибки (в англоязычной литературе BER – Bit Error Rate), который вычисляется как отношение числа битов, принятых с ошибкой, к общему числу переданных битов.

Для улучшения характеристик достоверности передачи, при формировании пакетов данных используется помехоустойчивое кодирование. В изучаемом модеме реализован алгоритм кодирования FEC (Forward Error Correction), применение которого позволяет исправлять однократные ошибки и может повысить коэффициент битовой ошибки.



Последнее изменение этой страницы: 2016-04-23; Нарушение авторского права страницы; Мы поможем в написании вашей работы!

infopedia.su Все материалы представленные на сайте исключительно с целью ознакомления читателями и не преследуют коммерческих целей или нарушение авторских прав. Обратная связь - 3.80.5.103 (0.007 с.)