Ієрархічність засобів діагностики та контролю процесорів та систем опрацювання сигналів та зображень

Ієрархічність засобів діагностики відповідає ієрархічності обчислювальних засобів. Тому розглядається ієрархічність на рівні: систем, процесорів та окремих вузлів.

Використовуються такі засоби діагностики на рівні:

- систем – зовнішня контрольно- діагностична апаратура (КДА);

- процесорів – КДА + програмний тестовий контроль;

- вузлів – програмний тестовий контроль + вбудований апаратний контроль.

Головними спільними завдання при їх використанні є:

- забезпечення контролю і діагностики в режимі реального часу;

- мінімальні додаткові діагностичні і контролюючі апаратні засоби;

- забезпечення перевірки вхідних та вихідних сигналів;

- забезпечення контролю і діагностики в важких (промислових) умовах експлуатації.

- Для прикладу розглянемо варіант реалізації системи (див. рис.8.4).на прикладі розв’язання задач опрацювання в когерентно-імпульсному локаторі.

Нехай процессор ШПФ обчислює в РРЧ 32-х або 256-ти точкове амплітудне ДПФ (в залежності від режиму роботи системи) з зважуванням над черезперіодними вибірками S(n,i) (n – текучий номер елементу дальності, i – номер черезперіодної вибірки в межах одного циклу обчислень) комплексної огинаючої вхідного сигналу, що приймаються з N cуміжних елементів дальності (віддалі до об’єкту), визначає ковзаюче середнє значення сигналу.

В пороговому пристрої інформація, що поступає з процесора ШПФ порівнюється з кодом порога, формуються ознаки порівняння, які перемножуватись на значення режектуючої функції.

В вузлі керування та синхронізації формуються набір синхроімпульсів і зондуючих сигналів, які використовуються для синхронізації роботи всіх вузлів радіолокаційного комплексу.

Вузол інформаційного обміну використовується для обміну між процесорами первинного і вторинного опрацювання.

На вхід системи опрацювання поступають з приймача проміжкової частоти 8 – ми розрядні значення ReS i ImS, які приймаються і обробляються в стробі приймання інформації (СПІ), що є одним з імпульсів слідкування, що виробляється в каналі визначення віддалі. Інформація з виходу процесора ШПФ Y(n,l) ((l – номер коефіцієнта Фур’є – номер гармоніки) поступає на вузол визначення віддалі (на схему визначення максимальної гармоніки). В пороговому пристрої значення Y(n,l) порівнюються з еталонними значеннями (порогом). Результати порівняння P(n,l) поступають на схему формування коду дальності в вузлі визначення віддалі до цілі.

Розробка стратегії діагностування та контролю

Вибір стратегії діагностування залежить від призначення пристрою, режимів експлуатації, заданих обмежень на вагогабаритні показники. В загальному випадку цифрові пристрої (системи) містять апаратно-програмні засоби діагностування, причому вбудовані засоби контролю (апаратні) виконують перевірку в процесі її основної роботи, а засоби тестового діагностування в режимі контролю, регламентних і профілактичних робіт. Причому в тестовому діагностуванні вирішується дві задачі:

- знаходження (генерація)тестової послідовності, яка може виявити заданий клас несправностей;

- моделювання несправностей заданого класу (верифікація тесту), з метою доведення, що ці несправності можуть бути виявлені розробленим тестом.

Розмірність задач і трудомісткість їх розв’язку різко збільшується з ростом складності вузлів. Для виявлення тільки однієї несправності для перевірки комбінаційних схем потрібно 2^r тестових наборів для комбінаційних схем і 2^r+q для схем з пам’яттю. Тому можливість тестування передбачають на етапі розробки виробів. Аналіз показує, що пристрої обчислення ШПФ в такій системі (див. рис.11.4) доцільно перевіряти на двох рівнях: в складі системи (зовнішня КДА) і методами вбудованих тестів. При використанні зовнішньої КДА достовірність роботи вузла ШПФ можна перевірити шляхом аналізу його амплітудно-частотної характеристики (АЧХ).

Для побудови самотестуючих архітектур ШПФ - схем доцільно використати такий алгоритм.

Відомо, що ШПФ-схеми мають log₂N ступенів, індексованих через s, де 0 £ s< log₂N. Кожна ступінь має N/2 модулів типу “метелик”. На рис.8.5 наведена схема “метелика” з позначеними місцями можливого розташування функціональних помилок.

На рис. 8.5 наведені входи (А, В), виходи (Y, Z), повертаючий (W) множник , тестові значення a, b і w, значення виходів y, z при поступленні тестових значень для конкретного „метелика”. Тобто є дев’ять помилок, які можуть моделюватися різними способами, наприклад, неправильна робота суматорів може бути змодельована як навмисні помилки на вихідних лініях цих суматорів. Помилки розрізнені чотирма еквівалентними множинами помилок:{1},{4,7},{2,5,8}та {3,6,9}, причому, дві помилки не можуть бути розрізнені, якщо вони знаходяться у тій самій еквівалентній множині.

Визначаючи „метелик”, через множину T -пар тестових входів a_j та b_j, 0<j £ T, повинні бути отримані усі помилки, які можна визначити.

Визначення та оцінка основних параметрів вузлів контролю у відмовостійких системах опрацювання сигналів

Вузли контролю і діагностики в системах повинні:

- забезпечувати видачу тестових масивів з генератора на вузол, який перевіряється, в режимі реального часу;

-  забезпечувати видачу інформації з вузла, який перевіряється, на аналізатор в режимі реального часу;

- час перевірки повинен бути наближеним до часу роботи в основних режимах;

- мати мінімальні додаткові затрати на вузли контролю та діагностики в порівнянні з апаратними затратами на основний вузол.

Процес формування АЧХ

Для обчислення АЧХ нерекурсивних ЦФ здебільшого застосовують метод передаточних функцій. Від передаточної функції, яка в загальному вигляді записується як многочлен виду:

H(Z)= a ₀ + a₁Z^-1 +a₂Z^-2 + … + a_N-1Z^-(N-1),

можна перейти до комплексної частотної характеристики, підставляючи Z=e ^{-j w}, що відповідає перетворенню Фур’є

H(e ^{j w})= = | H(e ^{j w}) | e^{arg[H(e^j w )]}                           (11.3)

де { a } – коефіцієнт фільтра N-го порядку; | H(e ^{j w}) | – АЧХ ЦФ; arg[H(e^{j w}) ] – фазо-частотна характеристика (ФЧХ).

Згідно з формулою Ейлера для комплексних чисел e ^{j w} = cos w + j sin w, перетворимо комплексну частотну характеристику ЦФ:

H(e ^{j w})= + j .

Звідси можна визначити АЧХ.

Можливий такий варіант обчислень: визначення дискретизованих АЧХ і ФЧХ як результату вагового сумування в узгодженому фільтрі дискретизованих значень потрібної для дослідження сітки гармонічних коливань з одиничною амплітудою і постійною початковою фазою:

u_si = sin 2 p f_it; u_ci = cos 2 p f_it,

де u_si i u_ci – ортогональні складові аналітичного сигналу u_i= exp(j2 p f_it).

Результат проходження складових через узгоджений з сигналом фільтр – вихідна інформація для обчислення модуля (АЧХ) і аргумента (ФЧХ) коефіцієнта передачі. Згідно з алгоритмом u_{c вих і} визначається як сума зважених з відповідними коефіцієнтами { a } значень гармонійної одиничної напруги u­_ci в моменти часу, кратні періоду дискретизації Т:

u_{c вих і} = ,

де N - порядок фільтра, cos 2 p f_ikT – фазовий коефіцієнт одиничної косинусної напруги. Його значення детерміноване і може зберігатися в запам’ятовуючому пристрої для реального каналу, якщо відомі сітка частот, період дискретизації аналізованої вхідної послідовності.

В загальному випадку, якщо фільтр N-го порядку,

u_{c вих і} = .

Аналогічно можна визначити реакцію фільтра на синусоїдальну вхідну напругу з нульовою початковою фазою:

u_{s вих і} = .

Для будь-якої з частот f_i можна визначити значення АЧХ і ФЧХ:

| k(f_i) | = ; f_i = arctg (u_si / u_ci)                          (11.4)

За отриманими результатами визначається АЧХ.

Розглянемо процедуру діагностики схеми ШПФ на прикладі системи опрацювання сигналів когерентно-імпульсної РЛС (див. рис.11.4), де для вимірювання доплерівської частоти використовується n каналів з погодженими фільтрами. Нехай процесор виконує N -точкове амплітудне дискретне перетворення Фур’є згідно з формулою (11.5)

,                            (11.5)

де N визначає розмірність перетворення, n -номер елемента віддалі, l – номер гармоніки, i -номер періоду повторення в межах інтервалу обчислення ДПФ, W(i) вагова функція.

Тоді на виході генератора тестових сигналів сигнал  

 ,                                         (11.6)

де, А - амплітуда сигналу, S - кількість частотних діапазонів між сусідніми l, Q – визначає смугу перевірки АЧХ (, де m, p - кількість гармонік, в діапазоні яких (відносно l) перевіряється АЧХ, , , s_i – біжуче значення частотного діапазону між сусідніми l).

Алгоритм формування вхідних даних полягає у видачі на кожному етапі обчислень синфазної і квадратурної складових комплексного сигналу, фаза яких визначається на значення Q на двох сусідніх періодах, на кожному з яких вираховується одне значення U(і).

Процедура діагностики відбувається таким чином. Для пристрою ШПФ задається значення гармоніки l_j. На інформаційні входи поступає вхідний сигнал . Зміна значень  (синфазна і квадратурна складові) на вході процесора відбувається на кожному періоді повторення (по і). Одне значення визначається сумуванням по і (див.8.5). Після того змінюється частота поступлення , зміна задається значенням , і вираховується наступне значення . Повна АЧХ, для заданого l_j, отримується після поступлення на вхід S*N значень вхідного сигналу. На практиці обмежуються перевіркою АЧХ для ±3 l, відносно l_j. Після перевірки амплітудно-частотних характеристик для всіх гармонік і елементів віддалі процес діагностики завершується. В ідеальному випадку характеристики всіх АЧХ повинні бути ідентичними.

Тобто, при використанні такого підходу процес діагностики пристрою ШПФ розбивається на три етапи:

- задання значень для отримання числової послідовності вхідних сигналів;

- визначення значень Y(n,l) реальної АЧХ;

- порівняння значень ідеальної і реальної АЧХ в кожній точці виміру.