Генераторы синусоидальных колебаний на операционных усилителях.

Использование операционных усилителей (ОУ) в схемах реализации генераторов колебаний открывает благодарные перспективы перед проектировщиками таких генераторов по сравнению со случаями использования схем на биполярных транзисторах. Действительно, при использовании операционных усилителей отпадает необходимость производить расчёт усилительного каскада в режиме покоя. С другой стороны, так как коэффициент усиления ОУ зависит от величины резисторов в цепях отрицательной обратной связи (ООС), то легко выполняется условие баланса амплитуд: . И, наконец, подключая цепь положительной обратной связи (ПОС) к инвертирующему или неинвертирующему входу ОУ, оказывается просто удовлетворить условие равенства фаз: . Коэффициент усиления усилительного каскада на ОУ (см. работы № 4 и 5 Лаборатории Промышленной Электроники на II курсе) определяется отношением (рис. 4). Изменяя отношение , подбирают такую величину , которая компенсирует ослабление сигнала цепью ПОС.

Зная величину фазового сдвига для выбранной цепи ПОС, подключают ее к инвертирующему или неинвертирующему входу ОУ, тем самым обеспечивая выполнение условия равенства фаз нулю.

Напомним, что разные виды ПОС создают , приведенные в таблице 1.

 

Таблица 1.

 

Вид частотно-зависимой цепи ПОС	Значение	Примечание
Параллельный колебательный контур из катушки индуктивности и ёмкости и катушки обратной связи.	0^0 180^0	В зависимости от способа подключения концов обмоток катушек резонансного контура и обратной связи.
Фазосдвигающая цепочка из трёх RC-звеньев.	180^0
Мост Вина	0^0

 

Для получения автоколебаний ОУ должен быть дополнен частотно-избирательной положительной обратной связью , обеспечивающей на заданной частоте баланс амплитуд, то есть

и баланс фаз (),

Частотно-избирательную положительную обратную связь выполняют на RC-схемах. Существует много схем RC-генераторов. Некоторые, наиболее распространённые варианты, приведены на рис.13. Это частотно-избирательная цепь с мостом Вина (рис.13,а), или фазосдвигающая цепь лестничного типа (рис. 13,б), двойной Т-образный мост (рис. 13,в).

Рис.13.

Мост Вина «, ÷ , » имеет максимум коэффициента передачи

на частоте .

На частоте угол .

Фазосдвигающая RC-цепочка (рис. 13,б) имеет три Г-образные звена, обеспечивающие . Поэтому сигнал подаётся на инвертирующий вход ОУ, обеспечивая и . Коэффициент обратной связи , поэтому должен быть 29.

Двойной Т-образный мост является фильтром-пробкой, то есть на частоте , равной

,

он не пропускает сигнал, поэтому отрицательная обратная связь отсутствует, а на остальных частотах отрицательная обратная связь сильная. С другой стороны, через делитель R1-R2 производится положительная обратная связь, способствующая возникновению генерации. В результате генерация возникает на частоте , на которой отсутствует отрицательная обратная связь. Величины и следует выбирать с учётом паспортных данных ОУ, следя за тем, чтобы входной ток ОУ не превышал бы допустимые значения.

 

Глава 4. Генераторы импульсов.

Прямоугольные импульсы.

Мультивибраторы.

Если в генераторе применить широкополосные и усилитель и цепь ОС (пропускают сигналы в широком диапазоне частот), получится релаксационный генератор. Процесс возбуждения колебаний в нём происходит настолько быстро, что не успевает пройти даже один цикл (период) колебаний, как усилительный элемент оказывается в режиме насыщения (т.е. в режиме ограничения). После этого устройство должно некоторое время «отдохнуть» (relax- отдыхать), чтобы возвратиться в исходное состояние, после чего процесс повторяется.

Релаксационные генераторы генерируют несинусоидальные колебания. На их основе создают генераторы импульсов прямоугольной, треугольной или какой-либо другой формы. Их используют, например, для генерирования напряжений развёртки в телевизорах, осциллографах. Частота или период колебаний в релаксационных генераторах определяются длительностью процессов зарядки-разрядки конденсаторов через резисторы. Эти процессы описываются экспоненциальными зависимостями и определяются постоянными временами RC-цепей ().

Рис.14,a.

На рис.14а приведена схема одного из видов релаксационного генератора – классического мультивибратора. По сути дела это двухкаскадный транзисторный усилитель со связью между каскадами через разделительный конденсатор С1. Конденсатор же С2 соединяет выход усилителя 2 со входом 1, образуя цепь 100% обратной связи. Поскольку каждый каскад инвертирует сигнал (меняет полярность), после двух каскадов сигнал оказывается неинвертируемым, с , а обратная связь – положительной. R1 и R4 – резисторы нагрузки каскадов, а R2 и R3 – резисторы смещения, задающие ток базы, обеспечивающий насыщение транзисторов (т.е.полное включение, когда , a , где — коэффициент усиления транзисторов по току)

Коэффициент усиления этого двухкаскадного усилителя порядка , а коэффициент ослабления ПОС . Тогда произведение , и поэтому генерируется очень много гармоник, которые сложившись, дают на коллекторах VT1 и VT2 прямоугольные импульсы, сдвинутые по фазе. Если номиналы конденсаторов и резисторов в правой и левой частях схемы одинаковы, импульсы будут одинаковой длительности. В этом случае мультивибратор называют симметричным. При разных номиналах соответствующих деталей импульсы становятся несимметричными – один полупериод короче, другой – длиннее. Мультивибратор становится несимметричным с периодом:

.

Величина коллекторных резисторов R1 и R4 должна ограничить ток до допустимой величины (с запасом), а их максимальная величина не должна приводить к потере напряжения на коллекторах от теплового тока. Потеря напряжения от теплового тока должна быть не более 10% от .

Базовые резисторы R2 и R3 должны обеспечить ключевой режим транзисторов, т. е. их величина должна быть

.

Протекание зарядного тока емкостей С1 и С2 через резисторы R1 и R4 сглаживает фронты импульсов на коллекторах. Для улучшения формы импульса, например, на VT2 достаточно резистор R4 заменить на два параллельных и между ними включить высокочастотный диод VD, как показано на рис.14а.

В классической схеме мультивибратора рис.14а хронирующие конденсаторы С1 и С2 включены между коллектором одного транзистора VT1 (или VT2) и базой другого транзистора VT2 (или VT1). При опрокидывании мультивибратора напряжение на коллекторе быстро падает до нуля, заземляя обкладку С1 (или С2). Это приводит к появлению большого отрицательного напряжения , запирающего соседний транзистор. В этот момент появляются большие напряжения между коллектором и базой и между базой и эмиттером . Эту ситуацию иллюстрируют графики, представленные на рис. 14,в. Столь большие напряжения не допускают большинство транзисторов. Чаще всего напряжения между базой и эмиттером В. Это значительно ограничивает применение в схемах мультивибраторов большинства выпускаемых промышленностью транзисторов.

Для преодоления этой трудности предлагается коллекторное сопротивление R_К выполнять из двух последовательно включённых резисторов R_K¹ и R_K¹¹. Принципиальная схема мультивибратора принимает вид, представленный на рис. 14, б. Величина резистора R_K¹ подобрана так, чтобы на нём падало бы напряжение В. Остальная часть напряжения тогда будет падать на R_K¹¹. Благодаря этому приёму при отпирании транзистора на базу соседнего подаётся напряжение, не превышающее допустимое В, а вместо будет равняться .

Пренебрегая потерями напряжения на р-n переходах, можно получить упрощённую формулу для длительности импульса и периода колебаний .

Итак, напряжение на базе запертого транзистора изменяется от до . Импульс на коллекторе существует тогда, когда на базе напряжение отрицательно (рис.__). Длительность этого импульса зависит от постоянной времени или

.

Мультивибратор опрокидывается, когда становится равным 0, то есть когда

.

Отсюда получаем, что

, или

.

Соответственно, так как период колебаний мультивибратора складывается из суммы двух импульсов и , то

.