Двухполупериодная однофазная схема со средней точкой

Схема (рис. 77) состоит из трансформатора Т, имеющего одну первичную и две последовательно соединенные вторичные обмотки с выводом общей (нулевой) точки у этих обмоток. Коэффициент трансформации nопределяется отноше­нием U₁/U₂,где U₂ - напряжение каждой из вторичных обмо­ток (фазные напряжения), сдвинутые относительно друг друга на 180°.

Свободные концы вторичных обмоток а и Ь присоединяются к анодам вентилей V1 и V2, катоды которых соединяются вместе. Нагрузка R_dвключается между катодами вентилей, ко­торые являются положительным полюсом выпрямителя, и нуле­вым выводом 0 трансформатора, который служит отрицатель­ным полюсом.

 

 

 

Рисунок 77 - Однофазный двухполупериодный выпрямитель со средней точкой:

схема и диаграммы напряжений и токов на элементах схемы

Вентили в этой схеме, как и вторичные обмотки трансформа­тора, работают поочередно, пропуская в нагрузку ток при по­ложительных значениях анодных напряжений u_2a и u_2b.

Действительно, при изменении напряжения в точках а и b, в тот полупериод, когда напряжение в обмотке 0а положительно, ток проводит вентиль V1, анод ко­торого положителен по отношению к катоду, связанному через резистор R_dс точкой 0 вторичных обмоток. Анод вентиля V2, так же как вывод b обмотки 0b, в этот полупериод (t₀-t₁) отрицателен по отношению к нулевому выводу 0 и, следователь­но, тока не пропускает.

В следующий полупериод (интервал времени t₁-t₂ на рис. 77), когда напряжения на первичной и вторичной обмотках трансформатора изменяют свою полярность на обратную, ток бу­дет пропускать вентиль V2. Врезультате к нагрузке R_dбудет те­перь приложено напряжение u_2b, а ток i_d будет равен току i_в2 вентиля V2. Вентиль V1 выключится, так как к нему будет при­ложено обратное напряжение. Спустя полупериод, начиная с момента времени t₂, процесс повторяется: ток будет прово­дить вентиль V1, а вентиль V2 выключится и т.д.

Ток i_dв нагрузке все время течет в одном направлении - от катодов вентилей к нулевой точке 0 вторичных обмоток тран­сформатора, и на резисторе R_dпоявляется выпрямленное пуль­сирующее напряжение u_dсодержащее постоянную и перемен­ную составляющие.

Для однофазной нулевой схемы справедливы следующие соотношения между напряжениями, токами и мощностями в отдельных элементах вы­прямителя.

Среднее значение выпрямленного напряжения

U_d = 0,9U₂,

где U₂ - действующее значение напряжения на вторичной полуобмотке,

U₂ = 1,11 U_d

Среднее значение выпрямленного тока в нагрузке

I_d = U_d/R_d

Среднее значение тока через каждый вентиль в 2 раза меньше тока I_d, проходящего через нагрузку, т.е.

I_в.ср = 0,5I_d

Действующее значение тока вентиля I_в равно действующему значению тока вторичной обмотки трансформатора I₂ и определяется формулой

I₂ = 1,57 I_в.ср

Вентиль, не работающий в отрицательную часть периода, оказывается под воздействием обратного напряжения, равного двойному фазному напряжению 2U₂. Максимальное значение обратного напряжения

U_обр.max = 2√2U₂ = 3,14U_d

Действующее значение тока первичной обмотки с учетом коэффи­циента трансформации n,выраженное через ток I_d,

I₁ = √2 I₂/n = 1.11 I_d/n

Расчетные мощности обмоток трансформатора определяют по произ­ведениям действующих значений токов и напряжений: S₁ = U₁I₁ = 1,23 P_d и S₂ = 2U₂I₂⁼ 1,74P_d, а типовую мощность — как полусум­му мощностей S₁ и S₂, т.е.

S_T = (S₁ + S₂)/2 = 1,48P_d

Оценка качества выпрямленного напряжения производится посредством коэффициента пульсации, который представляет собой отношение амплитуды первой (основной) гармонической U_d1m, как наибольшей из всех остальных к среднему значению напряжения U_dи определяется по формуле

q = U_d1m / U_d = 2/(m² -1)

где m - число фаз выпрямления, т.е. число полуволн выпрям­ленного напряжения, приходящихся на один период переменно­го тока, питающего выпрямитель.

Для рассматриваемой схемы частота первой гармоники пуль­сации f_n1 = 2f_cпри частоте питающей сети f_c = 50 Гц состав­ляет 100 Гц. Подставляя в последнею формулу m = 2, определяем коэффици­ент пульсации: q = 0,67.

Однофазная мостовая схема

Состоит из трансформатора Т сдвумя обмотками и четырех диодов V1 - V4, соединенных по схеме моста (рисунок 78, а). К одной диагонали моста (точки 1,3) присоединяется вторичная обмотка, а в другую (точки 2, 4) включается нагрузка R_d. Общая точка катодов вентилей V1 и V2 является положительным полюсом выпрямителя, а отрица­тельным - точка связи анодов вентилей V3 и V4.

Вентили в этой схеме работают парами поочередно. В положи­тельный полупериод напряжения u₂соответствующая поляр­ность которого обозначена без скобок, проводят ток вентили V1 и V3, а к вентилям V2 и V4 прикладывается обратное напряжение, и они закрыты. В отрицательный полупериод напря­жения u₂ будут проводить ток вентили V2 и V4, а вентили VI и V3 закрыты и выдерживают обратное напряжение u_обр = u₂.

Рисунок 78 - Однофазный мостовой выпрямитель:

а - схема включения; б и в — временные диаграммы

напряжений и токов на элементах схемы

Далее указанные процессы периодически повторяются. Диаг­раммы токов и напряжений на элементах схемы (рис. 78, в) будут такими же, как для однофазного двухполупериодного выпрямителя со средней точкой.

Ток i_dвнагрузке проходит все время в одном направле­нии — от соединенных катодов диодов VI и V2 к анодам дио­дов V3 и V4. Ток I₂ во вторичной обмотке трансформатора (рисунок 78, б) меняет свое направление каждые полпериода и будет синусоидальным. Постоянной составляющей тока во вторичной обмотке нет. Следовательно, не будет подмагничивания сердеч­ника трансформатора постоянным магнитным потоком. Ток i₁ в первичной обмотке трансформатора также синусоидальный.

Средние значения выпрямленного напряжения U_dи тока I_в.ср через вентиль в этой схеме получаются такими же, как и в двухполупериодной схеме с нулевой точкой.

Обратное напряжение, приложенное к закрытым вентилям, определяется напряжением U₂вторичной обмотки трансформа­тора, так как не работающие в данный полупериод вентили ока­зываются присоединенными ко вторичной обмотке трансформа­тора Т через два других работающих вентиля, падением напря­жения в которых можно пренебречь. Следовательно,

U_обр.max = √2U₂ = 1,57U_d

Токи во вторичной и первичной обмотках трансформатора определяются по формулам

I₂ = U₂/R_d I₁ = I₂/n

Типовая мощность трансформатора

S_T = 1,23P_d

На рисунке 79 также представлена однофазная мостовая схема, аналогичная рассмотренной. Чаще всего именно так изображается мостовое включение выпрямительных диодов.

 

 

Рисунок 79 – Схема однофазного мостового выпрямителя

Сравним достоинства двухполупериодных однофазных схем выпрямления.

Однофазная нулевая схема:

1) Число вентилей в 2 раза меньше, чем в однофазной мосто­вой.

2) Потери мощности в выпрямителе будут меньше, так как в нулевой схеме ток проходит через один вентиль, а в мостовой - последовательно через два.

Однофазная мостовая схема:

1) Амплитуда обратного напряжения на вентилях в 2 раза меньше, чем в нулевой схеме.

2) Вдвое меньше напряжение (число витков) вторичной обмотки трансформатора при одинаковых значениях напряжения U_d

3) Трансформатор имеет обычное исполнение, так как нет вы­вода средней точки на вторичной обмотке.

4) Расчетная мощность трансформатора на 25% меньше, чем в нулевой схеме, следовательно, меньше расходуется меди и железа, меньше будут размеры и масса.

Данная схема выпрямителя может работать и без трансфор­матора, если напряжение сети U₁ подходит по значению для по­лучения необходимого напряжения U_dи не требуется изоляции цепи выпрямленного тока от питающей сети.

Зависимый от сети инвертор при однофазной двухполупериодной схеме. Основные характеристики и соотношения по выбору элементов схемы.

Трехфазный однополупериодный выпрямитель при соединении вторичной обмотки трансформатора по схеме «зигзаг». Основные соотношения по выбору элементов схемы. Преимущества и недостатки схемы.

Данная схема содержит трехфазный трансформатор T и три диода. Нагрузка включается между точкой соединения диодов и нулевым выводом.

На рисунке представлены графики зависимостей для токов и напряжений различных цепей схемы выпрямления.

На интервале времени [t₁;t₂] фаза “a” имеет наибольший потенциал по сравнению с другими фазами относительно нулевой точки трансформатора, поэтому диод VD1 находится в открытом состоянии и через него протекает ток. На нагрузке напряжение изменяется по закону огибающей фазы “a”.

В момент t₂ происходит перекоммутация с VD1 на VD2, т.к. потенциал фазы “b” становится наибольшим по отношению к нулевой точке. К нагрузке прикладывается фазное напряжение.

На интервале времени [t₂; t₃] к первому диоду прикладывается линейное напряжение между фазами “b” и “a” и он находится в закрытом состоянии.

В момент t₃ прикладывается линейное напряжения U_ca, так как происходит переключение вентилей (с VD2 на VD3).

К недостатком этой схемы можно отнести:

· Высокий уровень обратного напряжения (среднее напряжение – фазное, обратное – линейное), что не позволяет использовать данную схему при повышенных уровнях напряжения.

· Ток во вторичной цепи трансформатора протекает в течение одной третьей части периода и имеет одностороннее направление, что увеличивает габаритные размеры трансформатора. Для исключения подмагничивания сердечника необходимо делать запас по намагниченности (уменьшать значение B_m), что приводит к дополнительному увеличению габаритов трансформатора. Иногда в сердечник трансформатора вводят воздушный зазор.

· Более низкие качественные показатели (K _п , K₀) по сравнению с двухполупериодной схемой выпрямления.

· Индуктивность рассеяния трансформатора влияет на форму выпрямленного напряжения, что является ограничением по мощности. При этом снижается уровень выпрямленного напряжения, и возрастают пульсации.

· С точки зрения монтажа схемы – исключена возможность соединения вторичной цепи треугольником из за нулевого вывода.

Достоинствами схемы выпрямления являются:

· более высокие токи нагрузки по сравнению с двухтактной схемой (малые потери из-за того, что в работе участвует один вентиль в любой момент времени).

· с точки зрения монтажа – существует возможность размещения полупроводников на одном радиаторе.

Основные соотношения:

Управляемые выпрямители. Регулировочная характеристика при фазовом управлении. Недостатки способа.

Шестифазный выпрямитель трехфазного тока с соединением обмоток трансформатора «звезда-обратная звезда» с уравнительным реактором. Основные соотношения при идеальных элементах. Преимущества и недостатки схемы.

Регулировочная харктеристика управляемого выпрямителя - это зависимость средневыпрямленного значения напряжения U_{0 a} от угла регулирования a. Для стабилизации выходного напряжения в управляемом выпрямителе используют фазовый способ регулирования. При возрастании входного напряжения U₁ или уменьшении тока нагрузки увеличивают угол регулирования a для поддержания постоянства напряжения в нагрузке U_{0 a} в заданных пределах.

Диапазон регулирования в управляемых выпрямителях определяется следующими параметрами:

1. нестабильностью входного напряжения U₁;
2. диапазоном тока нагрузки (I_0min; I_0max);
3. характером нагрузки (активная, активно- индуктивная нагрузка);
4. допустимым минимальным значением угла регулирования, который зависит от дрейфа фазного напряжения, инерционности системы управления, динамических параметров тиристоров;
5. температурной зависимостью параметров полупроводников.

Для построения регулировочной характеристики получим выражение для средневыпрямленного напряжения при активной нагрузке:

При активно- индуктивной нагрузке:

При индуктивной нагрузке в симметричной схеме выпрямителя диапазон регулирования выходного напряжения уменьшается в два раза. Графическая зависимость 2 (см. рисунок ниже) соответствует "прерывистому" режиму тока дросселя (из-за малой величины тока нагрузки или малой индуктивности фильтра). Величина энергии, накапливаемой в дросселе равна W_ЭЛ = (L*I_L²)/2. Ток в цепи выпрямителя спадает до нуля раньше, чем приходит управляющий импульс на тиристоры, что уменьшает интервал воздействия отрицательного напряжения на нагрузку. Следовательно, увеличится уровень средневыпрямленного значения напряжения.

Графическая зависимость 1 соответствует непрерывному режиму тока дросселя. Величина индуктивности дросселя должна быть достаточно большой, чтобы во всем диапазоне изменения тока нагрузки обеспечивался непрерывный режим его протекания.

При проектировании управляемого выпрямителя рассчитывается диапазон изменения угла регулирования [ a max; a min].

Максимальный угол регулирования (a _max) определяется для регулировочной характеристики при максимальном отклонении входного напряжения при заданном уровне выходного напряжения. Необходимо учитывать потери на токораспределительной сети и на внутреннем сопротивлении выпрямителя. Минимальный угол регулирования (a _min) должен учитывать "дрейф" фазы в силовой цепи, системы управления. Он определяется при минимальном уровне входного напряжения.

Релейное регулирование выходного напряжения выпрямителей. Преимущества с фазовым способом управления.

Регуляторы переменного напряжения без изменения частоты выходного напряжения. Их основные характеристики.

В управляемых выпрямителях процесс выпрямления совмещен с регулированием напряжения. В них в качестве основного элемента применяют управляемые вентили – тиристоры.

Условия открытия тиристора:

А (+), К (-);

УЭ (+), К (-).

Тиристор закрывается при подаче обратного напряжения или уменьшении тока через тиристор величины, близкой к нулю. После открытия тиристора управляющий электрод теряет свои функции.

Если к тиристору прикладывается напряжение от вторичной обмотки (положительный полупериод), то тиристор будет закрыт до тех пор, пока не будет подан импульс на управляющий электрод. Как только это произойдёт, тиристор открывается и работает, как обыкновенный вентиль.

^ Рисунок 1. Принцип горизонтального регулирования.

Время от начала полупериода до открывания тиристора называется углом регулирования α. Если α = 0, то работа выпрямителя аналогична работе неуправляемого выпрямителя. Чем позже от начала полупериода будет появляться управляемый импульс, тем позже откроется тиристор, тем больше угол регулирования α, тем меньше будет площадь импульса выпрямленного напряжения, тем меньше будет среднее значение выпрямленного напряжения.

Среднее значение выпрямленного напряжения может быть определено по формуле для любого угла регулирования: Uo = Uoα=0 • (1 + cosα) / 2

Таким образом, изменяя время появления управляющего импульса, изменяем угол регулирования, а следовательно, и среднее значение выпрямленного напряжения.

^ 2. Методы управления тиристорами (Самостоятельная работа):

Горизонтальный метод управления;

Вертикальный метод управления;

Существует два способа изменения угла регулирования:

Горизонтальный метод управления называется так потому, что с помощью фазосдвигающих устройств смещаются управляющие импульсы по горизонтали (по оси времени).

Вертикальный метод управления. При этом методе управления, управляющий импульс появляется тогда, когда линейное возрастающее напряжение (пилообразное) становится равным какому- то постоянному напряжению (которое можно изменить).

Допустим, что постоянное напряжение Un, тогда в момент времени 1 напряжение пилообразное станет равным Un1:

Рисунок 2. Принцип вертикального регулирования.

В этот момент будет сформирован управляющий импульс 1. Угол регулирования равен α1. Если Un увеличить до значения Un2, то пилообразное напряжение позже достигает этого значения, следовательно, и позже появится управляющий импульс (в момент 2).. Угол регулирования в этом случае увеличится.

Второй случай более точный (более стабильный α), но и более сложный. Преимуществом регулирования напряжения является исключительно малые потери, а недостатком - повышение пульсации, в особенности при больших углах регулирования

^ Принцип работы схемы однофазного управляемого выпрямителя с нулевым выводом.

Широкое применение для регулирования напряжения на нагрузке получил фазовый способ, основанный на управлении во времени моментом отпирания диодов выпрямителя. Он базируется на использовании в схеме выпрямителя управляемых диодов - тиристоров, в связи с чем выпрямитель называется управляемым.

Рассмотрим принцип работы схемы однофазного управляемого выпрямителя с нулевым выводом (рис4), работающего на активную нагрузку.

Пусть на входе выпрямителя действует положительная полуволна напряжения сети U1 чему соответствуют полярности напряжений на обмотках трансформатора, указанные на рис. 4 без скобок. На интервале О-vd тиристоры VS1, VS2 закрыты, напряжение на выходе выпрямителя ud= 0. К тиристорам VS1, VS2 прикладывается суммарное напряжение двух вторичных обмоток трансформатора U2-1 + U2-2. На тиристоре VS1 действует напряжение в прямом направлении, а на тиристоре VS2 в обратном.

Если сопротивления непроводящих тиристоров при прямом и обратном напряжениях считать одинаковыми, то на интервале 0 – v1 напряжение на тиристорах (с учетом соответствующей полярности) будет определятся величиной (u2-1-u2-2)/2 = u2.

В момент времени v1 определяемый углом α от системы управления СУ выпрямителя поступает импульс на управляющий электрод тиристора VS1. В результате отпирания тиристор VS1 подключает нагрузку rh на напряжение U2-1 - т вторичной обмотки трансформатора. На нагрузке в интервале формируется напряжение Ud), предоставляющее собой участок кривой напряжения U2-1 = u2 Через нагрузку и тиристор VS1 протекает ток id=iv=ud/Rн. При переходе напряжения питания через нуль(\/2-П), ток тиристора VS1 становится равным нулю и тиристор закрывается.

В интервале V2 - П полярность напряжения питания изменяется на противоположную. В этом интервале оба тиристора выпрямителя закрыты. К тиристору VS1 прикладывается обратное напряжение, а к тиристору VS2—прямое напряжение, равное u2.

По окончании указанного интервала подается отпирающий импульс на тиристор VS2. Отпирание этого тиристора вызывают приложение к нагрузке напряжения ud=u2-2=u2 той же формы, что и на интервале проводимости тиристора VS1.

Через нагрузку и тиристор протекает ток id=iv=ud/Rн.На интервале 2П - V2 проводимости тиристора VS2 напряжения двух вторичных обмоток трансформатора подключаются к тиристору VS2, вследствие чего с момента отпирания тиристора VS2 на тиристоре VS1 действует обратное напряжение, равное 2u2.

^ Рисунок 5. Временные диаграммы выпрямленного напряжения

Регулеровачная характеристика управляемого выпрямителя.

Максимальному обратному напряжению соответствует значение, где U2 - действующее значение вторичного напряжения трансформаторов.

В последующем процессы в схеме следуют аналогично рассмотренным.

Как указывалось, одной из важнейших особенностей управляемого выпрямителя является его способность регулировать среднее значение выпрямленного напряжения Ud при изменении угла α. При α = 0 кривая выходного напряжения Ud соответствует случаю неуправляемого выпрямителя и напряжения максимально. Углу управления α – П (180 эл. град.) отвечают Ud = 0 и Ud =0. Иными словами, управляемый выпрямитель при изменении угла α, от 0 до 180 эл. град. осуществляет регулирование напряжения Ud в пределах от максимального значения, равного 09 U2 do 0. Вид кривых Ud при различных значениях угла α показан на рис. 5а - г.

Работа выпрямителя с конденсаторным сглаживающим фильтром.

Работа выпрямителя на противо-ЭДС при конечном значении сглаживающей индуктивности.

Выпрямленный ток и напряжение с выхода выпрямителя являются пульсирующими. Для сглаживания пульсаций параллельно нагрузке можно включить конденсатор определеннойемкости, но для более совершенного сглаживания пульсации лучше всего использовать сглаживающий фильтр из элементов L и С.

Схема сглаживающего фильтра и его использование в двухполупериодном выпрямителе

Емкости С1 и С2, имебщиеся в параллельные ветви сглаживающего пульсации фильтра, имеют номинал, от нескольких единиц до десятков микрофарад. Дроссель намотанный на стальным или ферритовом сердечнике, подсоединен к последовательной ветви, и обладает индуктивностью от нескольких единиц до десятков генри в зависимости отсхемы и ее назначения.

Сопротивления выше упомянутых радиокомпонентов зависят от частоты: сопротивление дросселя достаточно мало для постоянной токовой составляющей и велико для переменной.Емкость, наоборот, блокирует движение постоянного тока и ее активное сопротивление небольшое для переменной составляющей. Поэтому переменная токовая составляющая следует через конденсатор C1, сопротивление которого на приличный порядок ниже активного сопротивления дросселя L. Постоянная токовая составляющая, наоборот течет через индуктивность L и нагрузку.

Сопротивление емкости конденсатора С2 для переменной токовой составляющей на порядок ниже сопротивления R в нагрузке. Поэтому часть переменной составляющей следует через дроссель L, ответвляется на емкость С2. Таким образом, паразитная переменная токовая составляющая блокируется и не попадает на нагрузочное сопротивление фильтра. Данный экземпляр фильтра считается однозвенным. Используют кроме того и сглаживающие фильтры, состоящие из пары идаже более звеньев. В сглаживающих фильтрах применяются электролитические конденсаторы, рассчитанные на соответствующие напряжения. Дроссель фильтра содержитобычно около тысячи витков. Широко используется в радиолюбительской практике упрощенная схема фильтра, в которой вместо дросселя установлено сопротивление R_ф,от нескольким тысячам до десятков тысяч ом. Такую схему используют лишь при малых токовых значениях, так как на сопротивлении R_ф будет теряться незначительная часть постоянного напряжения.

Выпрямленное напряжение на выходе сглаживающегофильтра зависит величина зависимая от нагрузочного тока. Эта зависимость может быть выражена математической формулой U₂ =k(I) получила название нагрузочной или внешней характеристикой выпрямителя. Как видно из графика на рисунке выше, с ростом тока нагрузки, значение выпрямленного напряжение немногоснижается. Это обусловлено тем фактором, что с ростом тока увеличивается и падение напряжения в обмотках трансформатора и на дросселе фильтра. Допустим, если потребляемый ток изменяется от некоторой велечины I₁ до I₂, то выходное напряжение измениться от U’₂ до U''₂. максимальный ток в нагрузке определяется максимальным выпрямленным током. Нижним пределом токового допуска является работа выпрямителя в режиме холостого хода при отключенном нагрузочном сопротивлении.

Учтите, если в сглаживающем фильтре выпрямителя используются электролитические конденсаторы, то существует высокая вероятность их пробоя при отсоединенной нагрузке, так как они обладают малым запасом электрической прочности. Поэтому желательно следить за тем, чтобы напряжение на их обкладках не оказалось выше предельно допустимого.

КПД и коэффициент мощности вентильного преобразователя времени выпрямления и зависимого инвертирования.

Выпрямитель на полностью управляемых вентилях с опережающим фазовым регулированием.

Коэффициент полезного действия (КПД) определяется отношением активной мощности на выходе преобразователя к активной мощности на входе. Применительно к выпрямительному режиму работы вентильного преобразователя это означает а для режима зависимого инвертора Здесь P – потери активной мощности внутри вентильного преобразователя.

Эти потери складываются из потерь в трансформаторе Pт, потерь в вентилях Pв, потерь в фильтре Pф, потерь в системе управления Pу, т. е.

Потери в трансформаторе состоят из потерь в стали трансформатора и потерь в меди обмоток. Первые можно приравнять потерям в опыте холостого хода Pхх, когда магнитный поток номинальный, а токов в обмотках нет (пренебрегая током намагничивания). Вторые при номинальной нагрузке можно приравнять потерям в опыте короткого замыкания Pкз, когда в обмотках трансформатора протекают номинальные токи, а магнитного потока практически нет при малых значениях напряжения короткого замыкания трансформатора, прикладываемого в этом опыте к первичным обмоткам трансформатора. Тогда Потери активной мощности в вентилях складывают из потерь при протекании прямого анодного тока через открытый вентиль Pпр, потерь от протекания обратного тока через закрытый вентиль Pоб, потерь на переключение, связанных с конечными временами включения и выключения вентиля, Pпер.

Для упрощения расчета Pпр нелинейная вольт-амперная характеристика вентиля в прямом направлении аппроксимируется кусочнолинейными зависимостями, как показано на рис. 1.1.3. Это приводит к схеме замещения вентиля в прямом направлении, состоящей из источника постоянного напряжения U0 (напряжение отсечки) и активного динамического сопротивления Rдин.. Тогда активная мощность, выделяемая в такой цепи, будет Потери активной мощности при действии на вентиле обратного напряжения Pоб, как правило, пренебрежимо малы в силу малости обратного тока вентиля.

Потери активной мощности при переключении вентиля также относительно невелики по сравнению с Pпр при частотах переключения (частоте питающего напряжения), не превышающей 400 Гц. При работе же вентилей на высоких частотах эти потери становятся заметными или даже определяющими в общих потерях. В этих случаях расчет потерь на переключение существенно определяется формами токов и напряжений вентиля и в последующих главах, посвященных работе преобразовательных устройств при высоких частотах коммутации, эти особенности расчета будут отмечаться.

Активная мощность в звене постоянного тока Pd в общем случае при конечном значении сглаживающего реактора Xd равна сумме активных мощностей от взаимодействия одноименных гармоник напряжения и тока, т. е.

При идеально сглаженном токе (Xd =) получаем Знание Pd и P позволяет рассчитывать КПД преобразователя в зависимости от изменения нагрузки или при регулировании Ud.

Коэффициент мощности в цепи переменного тока вентильного преобразователя (на входе выпрямителя и на выходе инвертора) определяется отношением активной мощности к полной. Для выпрямителя это дает где I – есть отношение действующего значения первой гармоники тока первичной обмотки трансформатора к действующему значению первичного тока, называемое коэффициентом искажения тока.

Сдвиг первой гармоники первичного тока относительно кривой первичного напряжения, имеющего синусоидальную форму, обусловлен в вентильном преобразователе двумя причинами. Во-первых, наличием угла коммутации, во-вторых, наличием угла регулирования, что позволяет записать приближенно Коэффициент 1/2 берется при, близких к 90°, а коэффициент 2/3 – при, близких к малым углам. При линейной аппроксимации коммутационного участка тока (см. предыдущий раздел) всегда надо брать коэффициент 0,5.

Для режима зависимого инвертора аналогично (3.10.10) получаем Итак, в соответствии с (3.10.9) коэффициент мощности можно интерпретировать как степень полезного использования пропускной способности электротехнического оборудования, которое выбрано на полную мощность, а через него будет пропущена для преобразования в другие виды энергии активная мощность P1 = S1. Кроме того, коэффициент мощности определяет степень негативного обратного влияния вентильного преобразователя на сеть переменного тока, как это показано в разделе 3.13.

Особенно показательным становится выражение для коэффициента мощности вентильного преобразователя при допущении Xa = 0, Xd =, когда =0, 1(1) =. Тогда (3.10.9) преобразуется с учетом (2.9.3) к следующему виду:

Эта важнейшая энергетическая характеристика преобразователя показывает, какой ценой на входе дается регулирование напряжения на выходе.

Таким образом, коэффициент мощности вентильного преобразователя линейно зависит от степени регулирования напряжения в звене постоянного тока. Это «ахиллесова пята» всех (рассмотренных) вентильных преобразователей на вентилях с неполным управлением (тиристорах). Наличие большой доли вентильной нагрузки в электрической сети обостряет для энергетиков проблему поддержания коэффициента мощности в сети на нормативном или оптимальном уровне, обычно порядка 0,9. Это делает актуальным задачу построения вентильных преобразователей с улучшенными энергетическими показателями (коэффициентом мощности и КПД), пути решения которой рассмотрены в следующем разделе.

Системы импульсного фазового управления вентильными преобразователями.

Реверсивный вентильный преобразователь (реверсивный выпрямитель).

УСТРОЙСТВО ДЛЯ ИМПУЛЬСНОФАЗОВОГО УПРАВЛЕНИЯ ВЕНТИЛЬНЫМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ, содержащее каналы управления по числу фаз преобразователя, в каждом канале управления последовательно включенные сумматор, первый вход которого подключен к источнику управляющего сигнала, а второй вход - к соответствующей фазе сетевого напряжения, интегратор и; усилитель постоянного тока, выход. которого подключен к входу формирователя импульсов и к третьему входу сумматора, выход формирователя импульсов предназначен для подключения к управляющему входу соответствующего вентиля преобразователя, отличающееся тем, что, с целью повьшения его помехоустойчивости и надежности, каждый канал управления снабжен датчиком проводимости вентиля и управляемым ключом, один контакт которого соединен с выходом i интегратора, а другой контакт - с четвертым входом сумматора, причем (Л вход управляемого ключа соединен с выходом дстчика проводи14ости вентил, вход которого предназначен для подключения к соответствующему вентилю:. преобразователя.

Недостатком известного устройства является возможность появле- 55 ния ложных импульсов управления силовыми вентильными каскадами при коммутационных правилах напряжения

 

Изобретение относится к электротехнике и может быть использовано в быстродействующих системах управления вентильными преобразователями переменного тока в постоянный, харак- 5 териэуемых высоким уровнем сигналов помех и при питании преобразователя от сети ограниченной мощности.

 

Известно устройство для импульсно-фазового управления вентильным преобразователем, содержащее в каж. дрм канале сумматор, первый вход которого подключен к источнику управляющего сигнала, формирователь управляющих импульсову Выход KOToporo слу 15 жит для подключения к соответствующему вентилю преобразователя, причем каждый канал устройства снабжен последовательно соединенными интегратором и усилителем постоянного тока, а сумматор — входом для включения соответствующей фазы сетевого напряжения, выход усилителя постоянного тока подключен к выходу формирователя управляющих импульсов и к второму входу сумматора, выход которого подключен к входу интегратора (1).

 

Недостаток этого устройства— возможность появления ложных импульсов управления силовыми вентильными каскадами при высоких уровнях помех в управляющих сигналах "и при комму. тационных провалах напряжения питания силовых вентилей;

 

Наиболее близким к изобретению является устройство импульснофазового управления, содержащее каналы управления по числу фаз вентильного преобразователя, в каждом канале управления последовательно

 

40 включенные сумматоры, первый вход которого подключен к источнику управляющего сигнала, а второй вход— к соответствующей фазе сетевого напряжения интегратор, и усилитель

 

45 постоянного тока, выход которого подключен на вход формирователя импульсов ч к третьему входу сумматора, выход формирователя импульсов предназначен для подключения к управляющему входу соответствующего вентиля преобразователя t2j. питания силовых вентилей, т.е. низкая помехоустойчивость и, как следствие, низкая надежность системы импульсно-фазового управления по отношению к возмущениям со стороны сетевого напряжения вентильного преобразователя, питающегося от источника ограниченной мощности.

 

Цель изобретения — повышение помехоустойчивости и надежности устройства.

 

Поставленная цель достигается тем, что в устройстве для импульсно.— фазо во го упр авлени я в ентильным пр е/ образователем, содержащем каналы управления по числу фаз преобразователя, в каждом канале управления последовательно включенные сумматор, первый вход которого подключен к источнику управляющего сигнала, а второй вход — к соответствующей фазе сетевого напряжения, интегратор и усилитель постоянного тока, выход которого подключен к входу формирователя импульсов и к третьему входу сумматора, выход формирователя импульсов предназначен для подключения к управляющему входу соответствующего вентиля преобразователя, каждый канал управления снабжен датчиком проводимости вентиля и управл ляемым ключом, один контакт которого соединен с выходом интегратора, а другой контакт — с четвертым входом сумматора, причем вход управляе1 мого ключа соединен с выходом датчика проводимости вентиля, вход которого предиазначен для подключения к соответствующему вентилю преобразователя.

 

На фиг.1 показана функциональная схема предлагаемого устройства; на фиг. 2 - временные диаграммы сигналов ус1тройства. I

 

Устройство включает в себя после-, довательно включенные сумматоры 1-3, интеграторы 4-6, неинве