Лекция 29. Регулировка усиления усилительного устройства, внутренние шумы (Занятие 2.1.19).

 

Вопросы:

1. Общие сведения о регулировках усиления.

Виды регулировки усиления.

3. Общие сведения о внутренних шумах. Основные характеристики внутренних шумов.

4. Шумы. электрических цепей. Внутренние шумы полупроводниковых приборов.

 

Вопрос 1. Общие сведения о регулировках усиления.

 

В усилительных устройствах часто необходимо регулировать коэффициент усиления. Регулировка усиления применяется для следующих целей: поддержания усиления усилителя неизменным при замене усилительных элементов, их старении, изменении питающих напряжений; изменения уровня выходного сигнала или поддержания его постоянства; предохранения усилителя от перегрузки при слишком высоком уровне входного сигнала. Усиление можно регулировать плавно или скачками; в первом случае регулировку называют плавной, во втором - ступенчатой. В усилителях в большинстве случаев применяют плавную регулировку усиления. Ступенчатая регулировка конструктивно сложнее, так как требует применения специального переключателя и большего количества деталей. Поэтому ступенчатую регулировку применяют, когда необходимо изменить коэффициент усиления усилителя в строго определенное число раз (в измерительной аппаратуре). Количественным параметром устройства или схемы регулирования является диапазон (глубина) регулирования

;              D_p [дб]=20 lg D_p.

Регулировка бывает ручная и автоматическая (АРУ). В радиоэлектронной аппаратуре встречаются следующие регулировки: регулировка усиления изменением уровня u_bx усилителя; регулировка изменением режима работы усилительного элемента; регулировка изменением глубины обратной связи.

 

Вопрос 2. Виды регулировки усиления.

 

2.1. Регулировка усиления изменением входного сигнала.

  Для ручной регулировки усиления применяются переменные сопротивления - потенциометры. Потенциометры как регуляторы усиления могут быть включены в качестве сопротивления цепи межкаскадной связи, сопротивления нагрузки, сопротивления в цепи обратной связи. Основными достоинствами плавной потенциометрической регулировки являются ее простота и возможность глубокого регулирования усиления. К ее недостаткам следует отнести изменение частотно-фазовой и переходной характеристик при перемене положения регулятора и появление на выходе усилителя шумов при вращении регулятора, вызываемых непостоянством контактного сопротивления ползунка. Поэтому ее не следует вводить в цепи с минимальным напряжением сигнала ниже сотен микровольт. Основное требование при включении потенциометров в схему усилителя заключается в том, чтобы регулятор не влиял на режим работы усилителя. Во входной цепи предварительного усилителя включают потенциометр параллельно или последовательно. При этом необходимо учесть влияние R_p на АЧХ. Самые разнообразные включения потенциометров можно осуществлять в усилителях на интегральных микросхемах, рис.2.1.

 

Рисунок 2.1 - Регулятор усиления на основе ОУ

 

Преимуществом такой схемы включения потенциометра R 3 является то, что он включен на выходе, что обеспечивает малую чувствительность к шуму R 3.

При таком включении

; 

 

2.2. Тонкомпенсирующие регуляторы усиления.

  Обычный потенциометр одинаково ослабляет напряжение всех частот. Однако слуховой орган человека, ухо, имеет такую особенность, что с уменьшением громкости снижается восприятие высших и особенно низких частот. Поэтому в высококачественных приемниках для равномерного восприятия всех частот применяются тонкомпенсирующие регуляторы, рис.2.2, а. Тонкомпенсирующие регуляторы выполнены так, что R ' >> R '', поэтому, когда снимается большое выходное напряжение (движок вверху), элементы R и С почти не влияют. С уменьшением U _вых (движок внизу) сопротивление, с которого снимается Uвых, будет определяться параллельным соединением цепочек RC и R". Для низких частот оно больше, чем для средних и высоких, поэтому будем иметь подъем частотной характеристики в области низких частот.

 

Рисунок 2.2 - Тонкомпенсирующие регуляторы усиления

 

Другая схема компенсированного регулятора имеет вид, приведенный на рис. 2.2, б. Выходное напряжение в этой схеме определяется суммой напряжений U_{R 1} и выходного напряжения двухзвенного низкочастотного фильтра U _ф. Когда движок вверху, U _вых снимается с полного сопротивления R 1, поэтому Uвых определяется только этим напряжением, так как U_ф << U_{R 1}. При опускании движка общее выходное напряжение определяется суммой двух напряжений U_вых=U_ф + U_{R 1}. Следовательно, при слабых сигналах будет иметь место подъем частотной характеристики в области низких частот. Потенциометрические регуляторы при правильной схеме включения не вносят искажений. Потенциометрическая регулировка позволяет получить диапазон регулирования в пределах 40-60 дБ.

 

2.3. Регулировка усиления изменением режима работы усилительного элемента

Принцип такой регулировки основан на изменении коэффициента усиления в зависимости от режима работы усилительного элемента. Потенциометры включаются в цепь смещения. В транзисторных усилителях регулировку усиления производят изменением тока в цепи эмиттера. Для того чтобы изменить I _э, необходимо изменить U _эб, т.е. напряжение смещения, рис.2.3.

 

Рисунок 2.3 - Регулировка усиления изменением режима работы.

 

При малых токах можно получить глубокую регулировку, однако, при малых токах уменьшается эффективность стабилизации. С увеличением тока до 1-2 мА начинает сказываться уменьшение потенциала U _к0, т.к.

U _к0 = E - I_{k 0} R _н

При больших токах U _к становится настолько малым, что снижаются усилительные свойства. Все схемы регулировки изменением режима работы УЭ основаны на использовании нелинейных характеристик усилительного элемента. Поэтому такие каскады имеют большой коэффициент нелинейных искажений. В целях уменьшения К_г каскады с такой регулировкой применяются на входе, где усиливаемый сигнал незначителен.

 

2.4. Регулировка изменением глубины обратной связи.

Регулировка усиления основана на изменении глубины отрицательной обратной связи, введенной в схему усилителя в целях регулировки К. Отрицательная обратная связь, как известно, уменьшает К, но улучшает многие другие параметры. Поэтому такая регулировка свободна от тех недостатков, которые были отмечены выше. Для изменения глубины обратной связи в цепь обратной связи вводят потенциометр. При этом его надо включать так, чтобы не изменять режим работы, рис.2.4.

 

 

Рисунок 2.4 - Регулировка усиления изменением глубины обратной связи.

При перемещении движка потенциометра меняется номинал резистора R_ос, следовательно, меняется коэффициент передачи обратной связи   и коэффициент усиления данного усилителя.

 

Вопрос 3. Общие сведения о внутренних шумах. Основные характеристики внутренних шумов.

Минимальное значение усиливаемого сигнала, т.е. чувствительность усилительного устройства, ограничивается внутренними флуктуациями, неизбежно существующими в электрических цепях и компонентах усилительных устройств. Вместо термина флуктуация, что наиболее точно отражает физику явлений, в радиоэлектронике обычно применяют термин "шумы". Это вызвано акустическим эффектом в радиоприемных и усилительных устройствах, предназначенных для воспроизведения звуковых колебаний, так как флуктуационная помеха в громкоговорителе воспроизводится в виде шума. Флуктуации напряжений и токов в электрических цепях заложены глубоко в природе вещей и являются результатом дискретного строения вещества. Так, например, хаотическое тепловое движение свободных электронов в любом проводнике вызывает случайную разность потенциалов на его концах. Этот вид флуктуации называется тепловым шумом. В полупроводниковых приборах также имеют место дробовые шумы за счет хаотических процессов генерации и рекомбинации. Рассмотренные причины внутренних шумов показывают, что все виды флуктуационных помех представляют собой случайный процесс или случайную функцию времени.

Основные характеристики внутренних шумов. При изучении случайных процессов было бы целесообразно воспользоваться спектральными представлениями. Но спектральные характеристики их оказываются также случайными функциями. Для стационарных процессов можно ввести усредненные спектральные характеристики, имеющие энергетический смысл. Для них вводят понятие спектральной плотности мощности. Спектральная плотность мощности G(ω) в интервале Dω определяется как отношение мощности процесса, которая приходится на Dω к ширине Dω. Для определения плотности мощности в некоторой "точке" частотного диапазона необходимо Dω ®0. Бесконечно малая мощность, заключенная в элементарном участке частотного интервала Dω /_{D ω ®0}=dω. выражается через G(ω) следующим образом:

dP = G (ω) dω

Общая мощность процесса равна сумме мощностей, заключенных в элементарных участках, и определяется выражением

Отсюда видно, что спектральная плотность мощности соответствует усредненной по времени мощности, приходящейся на единицу полосы, и характеризует распределение мощности в спектре частот. Спектральную плотность, выраженную функцией частоты, называют энергетическим спектром. Энергетический спектр флуктуационной помехи зависит от источника флуктуации, а также от полосы пропускания цепей, через которые она проходит. При G (ω)= const имеем так называемый белый шум. На деле белого шума нет, но иногда идеализация допустима и значительно упрощает расчетные соотношения. Итак, имея энергетический спектр шума, можно найти среднеквадратичное напряжение шума

.

Рассмотрим прохождение флуктуационного шума через линейный четырехполюсник с коэффициентом передачи К(jω), на который воздействует стационарное напряжение шума со спектральной плотностью мощности G (ω)_вх. Спектральная плотность на выходе

G (ω)_вых= G ( ω )_вх |К (jω)|².

Можно найти все статистические характеристики выходного напряжения шума

= G (ω)_вх |К (jω)|² dω,         (3.1)

В случае белого шума G(ω)= Go = const выражение (3.1) примет вид

  G _вх  |К (ω)|² dω,                            (3.2)

Для практических расчетов U _ш ² _вых удобно пользоваться понятием шумовой полосы пропускания. Для определения шумовой полосы пропускания несколько преобразуем выражение (3.2)

 G _вх К ²(f) df = G _вх K ₀ ² K ² (f) df        (3.3)

где   К(f) - модуль коэффициента передачи

К_о - значение модуля на частоте f ₀.

Шумовой полосой пропускания четырехполюсника называется входящий в правую часть множитель (3.3)

П_ш= K ² (f) df,                       (3.4)

Интеграл K ² (f) df выражает площадь, заключенную между кривой K ² (f) и осью абсцисс, а деление на К₀² дает ширину равновеликого прямоугольника высотой, равной К₀². Учитывая (3.4), среднеквадратичное значение напряжения шума можно вычислить по формуле:

U _ш ² _вых = G _вх К_о² П_ш.

 

Вопрос 4. Шумы электрических цепей. Внутренние шумы полупроводниковых приборов.

 

4.1. Шумы электрических цепей. Шумы электрических цепей рассмотрим на примере простейшего RC - контура. Из статистической физики известно, что любая система, находящаяся в состоянии стационарного теплового движения, обладает средним квадратом флуктуационного напряжения на контуре, определяемым по формуле Найквиста:

U _ш ² =4 k Т R (f) df =4 k Т R П_ш.,                        (4.1)

где k=1,38-10^-23 Дж/град - постоянная Больцмана; Т-абсолютная температура по Кельвину.

Это соотношение является наиболее простой формулой для расчета среднего квадрата флуктуационного напряжения любой цепи, имеющего определенные значения сопротивления R и шумовой полосы пропускания П_ш. Анализируя выражение (4.1), можно сделать вывод, что спектральная плотность мощности теплового шума, генерируемого сопротивлением, не зависит от частоты. Можно отметить, что напряжение тепловых шумов зависит только от активной составляющей R(ω) сопротивления двухполюсника и не зависит непосредственно от реактивной составляющей х(ω). Для облегчения анализа в схемах шумящее сопротивление обычно заменяют нешумящим сопротивлением того же значения, включенным последовательно с генератором напряжения шума или параллельно с генератором шумового тока. Источником внутренних шумов в LC - контуре является активное сопротивление потери r. ЭДС теплового шума, создаваемого этим сопротивлением, определяются в соответствие с выражением (4.1). Реактивные элементы колебательного контура L и С не создают шумов. Среднеквадратичное напряжение шума на контуре за счет резонансных явлений будет значительно выше и определяется выражением

,                 (4.2)

где Q - добротность контура;

R_oe = - резонансное сопротивление контура.

4.2 Внутренние шумы полупроводниковых приборов

Большой интерес представляет изучение электрических флуктуации в полупроводниках и полупроводниковых приборах (ППП), поскольку их изучение создает основу для глубокого понимания свойств полупроводниковых материалов и приборов. Представления о природе этих флуктуации могут быть использованы в качестве средства изучения физики полупроводниковых приборов и материалов. В частности, они позволяют более четко обнаружить некоторые физические явления и точнее определить физические параметры материалов и приборов по сравнению с другими методами. В полупроводниковых приборах имеют место тепловой шум, дробовой шум и низкочастотный шум. Тепловой шум обусловлен хаотическим движением носителей заряда в объеме полупроводника и их взаимодействием с кристаллической решеткой. Напряжение шума определяется по формуле Найквиста.

_шт ² = 4 k T R П_ш.

В транзисторе распределенное сопротивление базы r_б преобладает над распределенными сопротивлениями эмиттера и коллектора, поэтому при расчете уровня теплового шума учитывают только шумы базового сопротивления

_штб²= 4 K T r _б П_ш.

Дробовой шум в ППП обусловлен флуктуацией числа носителей тока, пересекающих область пространственного заряда p-n - перехода. Флуктуации носителей тока в полупроводниковых приборах вызваны хаотическим процессом генерации и рекомбинации. Интенсивность дробовых шумов по аналогии с ламповыми диодами определяется по формуле Шоттки:

I_др²= 2 q I ₀ П_ш.

Дробовые шумы возникают как в эмиттерном, так и в коллекторном переходах транзистора и их среднеквадратичные напряжения вычисляются соответственно:

 = 2 q r _э ² (I _э + I _э0) П_{ш   дрк}²= 2 q r _к ² (h _21б I _э + I _к0) П_ш

где      r _э, r _к - дифференциальные сопротивления эмиттерного и коллекторного       p - n - переходов соответственно;

h _21Б - коэффициент передачи по току в схеме с общей базой;

I _э0 - обратный ток эмиттерного p-n - перехода:

I _э - ток эмиттера.

 Если теория тепловых и дробовых шумов достаточно полно разработана применительно к широкой классу ППП и получила хорошее экспериментальное подтверждение, то такого заключения еще невозможно сделать по низкочастотному шуму. На основе многочисленных данных экспериментального исследования внутренних шумов ППП в области низких частот можно отметить следующие свойства:

- слабая температурная зависимость;

- сильная зависимость уровня от состояния поверхности реального прибора

- зависимость шума от механических деформаций, дозы радиации, плотности дислокации и дефектов структуры.

Спектральная плотность мощности шума в области низких частот имеет вид:

G(f) = A Iⁿ f ^{-- g} D f.

 

где      I – ток, протекающий через p-n переход;

А - коэффициент, учитывающий физические свойства прибора;

 n - показатель токовой зависимости (n»1¸2);

 g=0,5¸2 – коэффициент частотной зависимости, определяющий скорость спада спектральной плотности;

Наиболее вероятной причиной возникновения низкочастотного шума считается флуктуация плотности носителей заряда, вызывающая флуктуации проводимости. Последние, в свою очередь, могут быть вызваны следующими причинами: генерация-рекомбинация носителей; флуктуация высоты потенциального барьера; туннельное прохождение носителей через потенциальный барьер диффузии носителей. Указанные процессы могут протекать как в объеме, так и на поверхности полупроводникового прибора. Одними из основных источников низкочастотного шума в полупроводниковых приборах являются дефекты кристаллической решетки, рассмотренные выше. Эти дефекты создают дискретные энергетические уровни в запрещенной зоне, которые могут проявлять себя в качестве рекомбинационных центров. Причем время захвата этих центров может принимать значения до нескольких минут, тем самым существенное влияние оказывают на электрические свойства р-n перехода. Расчеты, проведенные для объемного центра, локализованного в обедненной области р-n перехода показывают, что случайные процессы эмиссии носителей заряда глубоких центров приводят к большой постоянной времени и появлению НЧ шумов. Уровень шума определяется концентрацией дефектных уровней. Среди различных моделей НЧ шума можно выделить модели, которые связывают происхождение шума со свойствами поверхности полупроводников. Эти модели основываются на случайном распределении поверхностного потенциала, образуемого статистическим распределением связанных зарядов, локализованных в оксидном слое. Полученные результаты находят достаточно точное экспериментальное подтверждение. Одной из разновидностей НЧ шума является "взрывной шум". Этому вопросу в последнее время посвящено значительное число работ. Источник взрывного шума пока не вполне ясен, но считается, что он связан с наличием тонких, сильно легированных эмиттерных переходов. Появление и исчезновение импульсов связывается с одной ловушкой в области пространственного заряда. Наиболее правдоподобной теорией взрывного шума следует считать дислокационную теорию, находящуюся в хорошем согласии с экспериментом.

Таким образом, в полупроводниковых приборах имеются следующие процессы обусловливающие НЧ шумы:

а) флуктуация тока за счет захвата носителей объемными центрами, локализованными в однородных областях кристалла;

 б) флуктуация тока вследствие флуктуации высоты потенциального барьера р- n - перехода;

в) флуктуации тока за счет захвата и эмиссии носителей заряда медленными поверхностными состояниями;

г) флуктуации тока вследствие изменения потенциала в приповерхностной области p - n перехода.

 

 

Лекция 30. Аналоговые электронные устройства на интегральных микросхемах(Занятие 2.1.20).

 

Вопросы:

1.Общие сведения об интегральных микросхемах.

2. Особенности интегральной схемотехники.

3. Усилители низкой частоты на интегральных микросхемах.

4. Усилитель мощности на интегральных микросхемах.

 

Вопрос 1. Общие сведения об интегральных микросхемах

 

По мере развития технологической и элементной базы микроминиатюризация аппаратуры прошла через этапы транзисторизации и микромодульного конструирования функциональных узлов. Современным этапом микроминиатюризации радиоэлектронной аппаратуры является применение интегральных микросхем (ИМС). В свою очередь, использование унифицированных функциональных узлов на основе интегральных микросхем позволит решить ряд технико-экономических задач:

- создание аппаратуры с минимальными размерами и массой;

- повышение срока службы и надежности аппаратуры;

- автоматизация технологических процессов сборки функциональных узлов и ремонта аппаратуры;

- уменьшение потребляемой энергии;

- снижение себестоимости.

Применение интегральных микросхем приводит к новым представлениям об оптимальном построении функциональных узлов, оказывает глубокое влияние на разработку, изготовление и ремонт аппаратуры. Построение усилительных устройств на основе интегральных микросхем базируется на многоцелевом использовании однотипных интегральных схем в сочетании с некоторыми внешними цепями и компонентами. Интегральные микросхемы состоят из сотен активных и пассивных элементов, полученных в объеме и на поверхности полупроводникового кристалла в едином технологическом цикле. Эти элементы соответствующим образом соединены между собой и заключены в общий корпус. Планарная технология позволяет получить плотность упаковки в интегральных микросхемах в тысячи раз больше, чем плотность упаковки в микромодульной конструкции. Интегральные микросхемы по своему назначению подразделяются на аналоговые и цифровые. Аналоговые интегральные микросхемы предназначены для преобразования и усиления непрерывных сигналов. К ним предъявляются довольно жесткие требования с точки зрения стабильности характеристик и точности воспроизведения сигнала. Цифровые интегральные микросхемы предназначены для передачи и переработки цифровой информации. В аналоговых интегральных устройствах применяются аналоговые интегральные микросхемы.

По технологическим признакам интегральные микросхемы подразделяются на:

- полупроводниковые;

- пленочные;

- гибридные.

Наибольшее распространение получили полупроводниковые интегральные схемы, у которых все элементы и межэлементные соединения выполнены в объеме и на поверхности полупроводникового кристалла. Пленочные и интегральные схемы выполняются на диэлектрической подложке путем напыления. Гибридные ИМС представляют собой комбинацию дискретных навесных активных компонентов и пленочных пассивных элементов, напыленных также на диэлектрической подложке.

 

Вопрос 2. Особенности интегральной схемотехники.

 

При создании первых образцов ИМС использовался ранее накопленный опыт в области производства и применения обычных транзисторных схем из дискретных компонентов. При этом практически полностью копировались транзисторные схемы. Однако по мере накопления опыта в области конструирования производства и применения ИМС подход к схемотехнике становится все более специфичным. Это связано со стремлением, с одной стороны, более плотно использовать выявившиеся возможности и особенности различных конструктивно-технологических методов микроэлектроники, с другой, обойти ограничения, существующие при изготовлении элементов. При производстве ИМС относительная сложность изготовления элементов различных типов отличается от относительной сложности и стоимости изготовления аналогичных дискретных приборов. Так, например, изготовление пассивных элементов в полупроводниковых ИМС различных типов требует такого же количества операций, как и изготовление активных. Такое положение по-новому ориентирует разработчика схем, поскольку при построении схем на дискретных компонентах во многих случаях основным критерием в схемотехнике было сокращение числа активных приборов. В интегральных схемах транзистор занимает меньшую площадь, чем резистор или конденсатор, что является немаловажным фактором. В связи с этим в ИМС наметилась тенденция многофуекционального использования транзисторов, причем они применяются в ИМС не только в качестве активных элементов. Транзисторы все чаще используются в двухполюсном включении в качестве диодов. При этом удается улучшить некоторые параметры, и появляется возможность их изменения за счет выбора соответствующего включения одного и того же транзистора. Транзисторы используются как конденсаторы малой емкости и как большие резисторы. Разработаны многоэмиттерные транзисторы, заменившие диодные сборки и обеспечивающие улучшение переходных характеристик логических схем. Кроме того, наметилось стремление увеличить число транзисторов в схеме с целью ослабления требований к параметрам каждого транзистора в отдельности. Экономически более выгодно вместо одного транзистора с высокими параметрами использовать два транзистора со средними параметрами. Процент выхода годных схем, несмотря на некоторое увеличение числа компонентов, возрастает, а стоимость уменьшается. Поэтому в ИМС находят широкое применение так называемые составные транзисторы и каскадное включение транзисторов. Таким образом, старый принцип - чем проще схема, тем легче ее изготовить - применительно к планарной ИМС не всегда справедлив. Если в схемах с дискретными компонентами отношение количества транзисторов к числу пассивных элементов 1:8, 1:5, то в интегральных схемах 2:1.

Особенностью интегральной схемотехники помимо сказанного является также преимущественное использование усилителей постоянного тока с непосредственными связями, а также стремление использовать такие схемы, характеристики которых определяются в основном не абсолютными значениями элементов (например, резисторов), а соотношениями между их номиналами. Как уже говорилось ранее, технологические допуски на абсолютные величины элементов довольно высоки, в то время как соотношения между номиналами можно выдерживать с большой точностью. Как известно, в транзисторных схемах широко используются комбинации транзисторов с различной проводимостью, р- n -р и n -р- n. В интегральных микросхемах предпочтение отдается схемам, в которых используются транзисторы с проводимостью одного типа. Применение в одной схеме р-n-р и n -р- n транзисторов усложняет технологический процесс, причем соответственно возрастает стоимость схем и уменьшается процент выхода годных. Существующая технология, а также применение новых материалов и новых физических явлений позволяют создать приборы, в которых трудно найти аналогию с соответствующими схемами, выполненными на дискретных компонентах. Так, большая паразитная распределенная емкость пленочных и п/п резисторов используется для создания распределенных PC - структур, на основе которых выполняются фильтры. Эффект Ганна в арсениде галлия используется для построения генераторов и логических схем. В ИМС находят широкое применение полевые транзисторы. Это обусловлено тем, что полевые транзисторы позволяют получить высокую степень интеграции, упрощают технологические процессы.

В ИМС находят широкое применение многоэмиттерные транзисторы.

Многоэмиттерный транзистор представляет собой совокупность нескольких транзисторных структур, имеющих общий коллектор и базу. Все области эмиттеров образуются одновременно с соответствующими областями обыкновенного транзистора, поэтому все транзисторы имеют одинаковое распределение примесей в эмиттере, базе и коллекторе, одинаковые распределенные емкости переходов и одинаковые свойства коллекторов. Различие между многоэмиттерным и обычным транзисторами заключается в площадях коллекторных и эмиттерных переходов и числе эмиттеров, а также конструкции и взаимном расположении контактов. Многоэмиттерные транзисторы применяются в многоканальных переключающихся устройствах. Следующая особенность интегральной схемотехники связана с затруднением в реализации избирательных цепей, поэтому в интегральной схемотехнике стараются использовать схемные решения, позволяющие реализовать избирательную частотную характеристику с использованием активных RC фильтров. Базовыми схемами аналоговых ИМС необходимо считать многокаскадные усилители с непосредственной связью, охваченные глубокой отрицательной обратной связью, каскадные усилители с использованием составных транзисторов и дифференциальные усилители. При проектировании многокаскадных усилителей переменного тока на дискретных элементах связь между каскадами осуществляется, как правило, через разделительные конденсаторы большого номинала. В ИМС конденсаторы большой емкости выполнить не удается, поэтому усилители переменного тока используются для диапазона сравнительно высоких частот (мегагерц и выше). На более низких частотах, в частности звуковых, применяют непосредственную связь между каскадами, то есть используют усилители постоянного тока. Такие схемы могут работать как на низких, так и на высоких (до 100 МГц) частотах.

 

Вопрос 3. Усилители низкой частоты на интегральных микросхемах.

 

Для построения усилителей низкой частоты используются ИМС с буквами УН. Рассмотрим внутренную принципиальную схему ИМС К118УН1, рис.3.1. Каждый из двух каскадов усилителя выполнен по схеме с общим эмиттером, причем коэффициент усиления можно изменять путем подключения внешней нагрузки между выводом 10 и 9 или 7; через резисторы R 3 и R 5, соединяющие эмиттер V 2 и базу V 1, осуществляется межкаскадная отрицательная обратная связь внутри микросхемы. Вывод микросхемы 7 предназначен для подачи напряжения питания, а вывод 14 - для подключения общего провода. Вывод 11 позволяет подключать внешний конденсатор развязывающего фильтра. Используя выводы 2,5 и 12, путем подключения внешних элементов можно применять различные виды обратной связи.

Сама по себе данная ИМС не выполняет ни одну из функций обработки сигнала, но схема ее составлена так, что при определенном способе внешних соединений (схеме включений) она обеспечивает многофункциональное использование и разработку усилителей самыми разнообразными техническими условиями. Так, например, на основе ИМС К118УН1 можно собрать:

 

 

Рисунок 3.1 - Принципиальная схема ИМС К118УН1

 

Вариант 1. Двухкаскадный усилитель низкой частоты (рис.17.2), в котором оба каскада выполнены по схеме с общим эмиттером, причем коэффициент усиления второго каскада можно изменять путем подключения внешнего резистора R2 между выводами 10 и 9. Во входную (вывод 3) и выходную (вывод 10) цепи включены разделительные емкости C 1 и С4, номиналами которых определяется f _н. С2 совместно с внутренним резистором R 4 составляют развязывающий фильтр. Включение емкости С3 между выводом 12 и 14 (корпус) позволяет исключить последовательную ООС по току во втором каскаде. Подключение внешнего резистора R 1 между выводами 10 и 2 позволяет охватить оба каскада последовательной ООС по напряжению. Коэффициент усиления усилителя, собранного по схеме рис.17.2, практически зависит от величины R 1. Чем больше R 1, тем меньше коэффициент передачи цепи ООС, следовательно, коэффициент усиления больше. Для ограничения полосы пропускания со стороны верхних частот следует параллельно R 1 подключить емкость C 5. В этом случае осуществляется частотно-зависимая ООС. С увеличением частоты емкостное сопротивление уменьшается, следовательно, увеличивается глубина ООС, что приводит к уменьшению коэффициента усиления. Номинал емкости С5 рассчитывают исходя из заданной верней граничной частоты.

 

Рисунок 3.2 - Схема включения ИМС К118УН1(вариант 1)

 

Вариант 2. Двухкаскадный усилитель (рис.3.3), в котором первый каскад выполнен с ОЭ а второй - с ОК. Для этого выводы 7, 9 и 10 закорачиваются через С3 на корпус. Выходное напряжение U _вых снимается с эмиттера V 2. Подключение С2 устраняет последовательную ООС по току в первом каскаде. В усилителе, собранном по схеме рис.17.3, имеет место параллельная ООС по напряжению (через R 3, R 5). Эта же цепь служит одновременно для смещения V 1 фиксированным током базы.

 

Рисунок 3.3 - Схема включения ИМС К118УН1 (вариант 2).

 

Вариант 3. Двухкаскадный усилитель (рис.3.4), в котором оба каскада охвачены последовательной ООС по напряжению (R2 и C5 между выводами 2 и 10) и параллельной ООС по напряжению (С3, С4 между выводами 10 и 5). Применение различных видов обратной связи позволяет улучшить показатели усилителя. Так, УНЧ, собранный по схеме рис. 3.4, имеет: f _н = 30Гц, f _в =20 кГц, К_о = 100, R _вх = 50кОм. Радиоинженер, разобравшись в принципиальной схеме ИМС, на ее основе может разработать и собрать десятки устройств с самыми разно образными техническими устройствами. Но для этого надо хорошо знать структуру и принципиальную схему ИМС.

 

Рисунок 3.4 - Схема включения ИМС К118УН1 (вариант 3)

 

Вопрос.4. Усилитель мощности на интегральных микросхемах.

 

Для построения усилителей мощности используются ИМС серии 174, которые представляют собой предварительные и оконечные усилители звуковой частоты. Рассмотрим принципиальную схему ИМС 174 УН5, рис.17.5, используемую в выходных усилителях звуковоспроизводящих устройств. Выходной каскад построен на составных транзисторах. Верхнее плечо V 8, V 9 представляет собой составной транзистор с ОК, нижнее плечо построено на транзисторах V 10, V 11, V 12. В отличие от верхнего плеча нижнее плечо имеет буферный эмиттерный повторитель на V 11, восполняющий недостаточную способность усиливать ток транзистора V 10 р-п-р структуры.

 

Рисунок 4.1 - Принципиальная схема ИМС 174УН5

 

Входной дифференциальный каскад собран на транзисторах V 1 и V 2. Усиленный сигнал снимается только с коллектора V 1, т.е. имеет несимметричный выход. Поэтому для согласования потенциальных уровней применяется схема сдвига уровня постоянного напряжения на элементах V 3 (буферный эмиттерный повторитель) и R 3, R 4 (делитель напряжения). Второй предвыходной каскад собран на транзисторе V 7 с сопротивлением нагрузки R 6. В цепи коллектора V 7<