Определение структуры радиотракта

Оценим коэффициент шума линейного тракта РПрУ, после чего решим вопрос о включении или невключении УРЧ в состав радиотракта.

Коэффициент шума радиотракта без использования усилителя радиочастоты (УРЧ):

Ш=(Ш_вц+(Ш_пч-1)/К_вц+(Ш_упч-1)/(К_вц×К_пч))/К_р.ф.

 

Все коэффициенты шума ориентировочно берём из таблицы 6.1 [3]:

Ш_вц=1,3 К_вц=0,8

Ш_урч=1,5 К_урч=10

Ш_пч=5 К_пч=8 (при использовании транзисторного ПЧ)

Ш_упч=10

Ш=(1,3+(5-1)/0,8+(10-1)/(8×0,8))/0,8=9,5 < Ш_доп=21,02Þ

Þ можно обойтись без УРЧ.

Выбор гетеродина

Исходные данные для выбора гетеродина:

· Рабочая частота f_г=f_c-f_пр=1,3-0,03=1,27 ГГц;

· Требуемая выходная мощность Р_Гвых;

· Диапазон перестройки по частоте;

· Шумовые характеристики.

Целесообразно использовать полупроводниковый гетеродин на диоде Ганна (ГДГ). Выходная мощность гетеродина должна быть достаточна для нормальной работы смесителей и схем ЧАПЧ всех трех каналов приема РЛС:

Р_Гвых = (Р_с + Р_апч )×3 = (6+9)×3 =45 мВт;

Из таблицы 8.4 [3] выбираем ГДГ типа VSC-9019, имеющий следующие параметры:

· диапазон рабочих частот f_Г,ГГц.......................................1..2;

· шаг перестройки: электронной Df_эл,МГц...........................50;

механической Df_мех,МГц....................200;

· выходная мощность Р_Гвых, мВт........................................100;

· напряжение питания U_пит,В.................................................11;

· ток потребления I,А............................................................0,5;

Обеспечение необходимого усиления трактом ВЧ

Обеспечение достаточного усиления радиосигнала трактом ВЧ необходимо для нормальной работы детектора, а так же получения низкого уровня шума. Основное усиление обеспечивается в тракте ПЧ. Основными требованиями к усилительным каскадам линейного тракта являются их достаточная устойчивость (возможно меньшее число каскадов) и построение на основе наиболее экономичной и современной электронной базы.

Коэффициент усиления линейного тракта:

,

где R_А - активное сопротивление антенны;

U_пр - амплитуда сигнала на выходе УПЧ;

Требуемая амплитуда сигнала на выходе УПЧ определяется амплитудой напряжения, необходимой для нормальной работы детектора: U_вых=1В.

Рассчет коэффициента усиления линейного тракта:

Коэффициент передачи по мощности согласно таблицы 6.1 [3] для транзисторного преобразователя частоты примем равным:

К_Рпч = 8

Амплитуда напряжения на входе УПЧ:

 

U_вх= 4Р_вх×R_вх = 2×Р_а×К_вц×К_пч×R_вх = 2×10^-12×0,8×8×10³ = 0,13 мВ.

Коэффициент усиления УПЧ по напряжению:

К_упч=U_вых/U_вх=1/(1,3×10^-4)=7,6×10³

Расчет селективности

Селективность по зеркальному каналу обеспечивается с помощью частотно - избирательной входной цепи, а по соседнему каналу - используя два одиночных контура: на выходе преобразователя частоты и на выходе УПЧ.

Селективность по зеркальному каналу:

Принимаем d_эс=0,006

= 23,8 дБ,

Эквивалентное затухание одиночных контуров:

d_эп= П/(Ö2×f_пр)=6,3/(Ö2×30)=0,15

Селективность по соседнему каналу:

Полагаем: Df_ск= П=6,3 МГц;

n=2,

тогда:

= 18,9 дБ

Распределение искажений

При рассмотрении такой характеристики РПрУ, как допустимый уровень частотных и временных искажений сигнала, остановимся на наиболее существенном для приемников импульсных сигналов показателе - искажениях переднего фронта импульса. Распределение искажений этого вида по каскадам РПрУ можно выразить в величине времени установления переднего фронта импульса и записать следующим образом:

= 0,2 мкс

Искажения, вносимые входной цепью незначительны и составляют:

0,0064 мкс

УРЧ является инерционным звеном, поэтому искажения, вносимые им, довольно велики: 0,024мкс

Искажения, вносимые преобразователем частоты, составляют:

0,008мкс

Наибольшие искажения переднего фронта радиоимпульсов вносятся детектором из-за шунтирования выходного контура УПЧ входным сопротивлением детектора:

0,04мкс

Оставшееся искажение переднего фронта импульса вносится сравнительно узкополосным УПЧ. Определим допустимые искажения, приходящиеся на один каскад УПЧ:

Структурная схема РПрУ

				Рис 2.8.1

 

Структурная схема радиоприемного устройства моноимпульсной РЛС сопровождения

Входная цепь (ВЦ)

Входная цепь приёмника обеспечивает защиту приемника от перегрузок и повреждения СВЧ мощностью сигнала, поступающего на рабочей частоте при работе на одну антенну с передатчиком. ВЦ связывает выход антенно-фидерного устройства со входом 1-ого каскада приёмника, в данном случае со смесителем. При этом вход и выход входной цепи должны быть согласованны с волновыми сопротивлениями присоединяемых к ним линий передач, чтобы в местах соединения не возникало отражений СВЧ энергии.

В нашем случае входная цепь должна выполнять следующие функции:

· частотная селекция принимаемых сигналов для уменьшения помех на нерабочей частоте.

· подавление зеркального канала.

· защита 1-ого каскада приёмника от перегрузки и повреждения мощностью СВЧ сигналов, поступающих в приёмник на рабочих частотах.

Для защиты приёмника от перегрузок будем использовать антенный переключатель (АП) и устройство защиты приёмника (УЗП).

Для выполнения ВЦ функций селекции и подавления шумов зеркального канала используем полосовой фильтр.

Преобразователь частоты (ПЧ)

Преобразователь частот (смеситель) РПрУ РЛС часто выполняется на диодах по балансной схеме. Для балансных смесителей на диодах с барьером Шотки (ДБШ) потери сигнала в сантиметровом и миллиметровом диапазоне составляют соответственно 5..8 и 6..10 дБ, а коэффициент шума - 6..9 и 7..12 дБ, что неприемлемо в нашем случае из-за отсутствия УРЧ в составе радиотракта.

В сантиметровом диапазоне используют ПЧ на биполярных транзисторах (БТ), которые обладают коэффициентом усиления 3-12 дБ и коэффициентом шума 1,7 - 4,6 дб. Однако лучшие характеристики во всем СВЧ диапазоне имеют ПЧ на полевых транзисторах (ПТ), так как в более широком диапазоне 1-15 ГГц они обеспечивают усиление 8-12 дб при коэффициенте шума 1,1 - 3,5 дб. К преимуществам смесителей на ПТ можно отнести более простые цепи смещения по постоянному току и более высокую температурную стабильность. Поэтому используем транзисторный преобразователь частоты на полевом транзисторе с барьером Шотки (ПТШ), усилительные и шумовые свойства которого, в основном, и определят чувствительность РПрУ.

Усилитель промежуточной частоты (УПЧ)

Основное усиление в РПрУ обеспечивается усилителем промежуточной частоты. Схемотехника каскадов этого устройства разнообразна, однако заметно упростить приёмник позволяет применение в качестве усилительных элементов аналоговых интегральных микросхем(ИМС).

Основные требования, предъявляемые к УПЧ - это малый коэффициент шума и достаточно высокий коэффициент усиления, а кроме того он должен обладать широким динамическим диапазоном, линейной ФЧХ и равномерной АЧХ в рабочем диапазоне частот, хорошо согласован, обладать высокой надёжностью.

В настоящее время в наибольшей мере этим требованиям удовлетворяют УПЧ на интегральных микросхемах. УПЧ с логарифмической амплитудной характеристикой (ЛАХ), который наилучшим образом выполняет усилительные функции при широком динамическом диапазоне входных сигналов, реализуем на ИМС.

Детектор(Д) импульсных сигналов

При детектировании импульсных сигналов разлиают два вида: пиковое и импульсное детектирование. В первом случае определяется только амплитуда импульсов, качество же воспроизведения формы их огибающей играет второстепенную роль.

В нашем случае импульсного детектирования необходимо воспроизвести огибающую каждого поступающего на детектор радиоимпульса. Для этого обычно применяется диодный детектор, постоянная величина времени (RC) нагрузки которого выбирается достаточно большой, так, чтобы в течение времени между радиоимпульсами напряжение на выходе не успевало заметно снизиться, а изменялось по закону огибающей последовательности радиоимпульсов. Наличие в схеме детектора реактивных элементов приводит к искажению формы импульсов, т.к. вызывает переходные процессы, за счет которых увеличивается время установления t_у и время спада t_сп импульсов на его выходе. Обеспечение минимальных искажений формы импульсов (t_у и t_сп), в заданных пределах, является главной задачей импульсного детектора. Желательно при этом получить высокий коэффициент передачи, но не за счет увеличения искажений сверх заданной величины.

Режим работы и параметры схемы импульсного детектора выбирается из условия обеспечения допустимых искажений формы импульсов.

Схемы пикового и импульсного детекторов аналогичны, отличие только в том, что постоянная времени нагрузки у пикового детектора на два, три порядка больше, чем у импульсного. В таких детекторах используют германиевые диоды.

Выбор элементной базы. Задания на разработку каскадов.

На частотах до 7 ГГц в транзисторных преобразователях широко используются биполярные транзисторы (БП), на более высоких частотах, включая миллиметровый диапазон - полевые транзисторы с барьером Шотки (ПТШ). Имея выбор между БП и ПТШ предпочтение отдают ПТШ, так как они обладают лучшими шумовыми и усилительными показателями, поэтому используем транзисторный преобразователь частоты на двухзатворном ПТШ. Для применения в смесителе был выбран арсенид-галиевый ПТШ АП 328-2, альтернативы которому отечественная промышленность не выпускает.

Исходные данные для расчёта:

Частота входного сигнала f_c = 1,3 ГГц; l=23см;

Коэффициент шума транзистора Ш_тр=1,5 (ориентировочно)

Частота гетеродина f_г = 1,27 ГГц

Для применения в УПЧ остановимся на отечественных ИМС серии К175. Серия ИМС 175 представляет собой комплект интегральных микросхем, предназначенных для применения в трактах промежуточной частоты радиолокационной и связной техники, а так же в других узлах РЭА.

ИМС К175УВ2 - универсальная усилительная схема, обладает следующими характеристиками:

Напряжение источника питания - 6,6 В

Ток потребления - 3,5 мА

Коэффициент усиления - 10

Входное сопротивление - 1 кОм

Выходное сопротивление - 1,9 кОм

Верхняя граничная частота - 40 МГц

Коэффициент шума - 10 дБ

ИМС К175УВ4 - универсальная усилительная схема, обладает следующими характеристиками:

Электрические параметры ИМС К175УВ4 при 25 + 10 ^оС и U_пит=6,3 В:

· ток потребления I_пот,мА при U_вх=0 В, не более.................1,8...3;

· напряжения на выводах, В: 9.........................................3,5...4,5;

11...........................................2...2,9;

12........................................1,3...1,5;

13...........................................0,9...1,5;

между выводами 2 и 10............................................-2...+2;

· крутизна вольт-амперной характеристики S_э, мА/В,

при U_вх=10 мВ и f_вх=1 МГц.........................................................10;

· коэффициент шума K_ш, дБ при f_вх=20 МГц, не более..................8;

· верхняя граничная частота f_в, МГц, при U_вх=10 мВ..................150.

Предельные эксплуатационные параметры ИМС К175УВ4:

· напряжение питания U_пит, В: минимальное....................................3;

максимальное.................................9,5;

номинальное...................................6,3;

· максимальное напряжение, В, на выводах: 2,10......................12,5;

13...........................1,2;

· входное напряжение, В: синфазное........................................2...4,4;

дифференциальное.........................-2...+2;

Исходя из необходимости обеспечения таких параметров УПЧ, как

· низкий коэффициент шума;

· малые искажения переднего фронта радиоимпульсов;

· заданный коэффициента усиления при минимальном числе каскадов

· минимальную себестоимость (исходя из данных табл. 6.1),

для использования в УПЧ выбираем [7] ИМС К175 УВ 4 (рис.4.9.2).

Рис. 4.9.2: принципиальная схема ИМС К175УВ4

Назначение выводов: 1 - общий;

2 - выход 1;

3 - внутренний нагрузочный резистор 1;

4 - вход1;

5 - общая точка внутренних нагрузочных резисторов;

6 - вход 2:

7 - внутренний нагрузочный резистор 2;

8 - +U_пит;

9 - вывод делителя напряжения 1;

10 - выход 2;

11 - вывод делителя напряжения 2;

12 - вывод делителя напряжения 3;

13 - вход регулировки усиления;

14 - вывод установки и контроля режима.

Данные для расчёта:

Частота сигнала f_пч = 30 МГц

Коэффициент усиления К= 6×10³

Искажения переднего фронта импульса t_у = 0,09 мкс;

Для использования в детекторе из литературы [3] выбираем детектирующий полупроводниковый диод Д9Б, т.к. его характеристики удовлетворяют следующим требованиям:

f_пч = 30 МГц < f_д = 40 МГц;

C_д = 1...2 пФ;

U_пр = 0,9 В;

I_пр = 90 мА;

R_i = 10 Ом;

U_обрmax = 10 В;

I_обр = 250 мкА;

R_обр = 0,4 МОм.

Данные для расчёта:

Частота сигнала ПЧ f_пч = 30 МГц;

Параметры входного контура L_к=50 нГн; С_к = 2 пФ;

Допустимые искажения импульса:

Время нарастания импульса t_у =0,2 мкс;

Время спада импульса t_сп = (0,3...0,5)×t_и = (0,3...0,5)×1 = 0,3 мкс;

U_вхДет = 0,5 В;

K_д ~ 0,8...0,9.

5.Расчет элементов принципиальной схемы приемника

Антенный переключатель

Одним из основных узлов РЛП является антенный переключатель (АП).Антенные переключатели предназначены для коммутации передатчика к антенне на время прихода отраженных или ответных сигналов. Они должны: обеспечить уменьшение до минимума мощности излучаемого зондирующего импульса просачивающегося на на вход приемника; быть быстродействующими т.к. с увеличением времени срабатывания возрастает вероятность пробоя входных цепей приемника, а с увеличением времени востановления увеличивается минимальная дальность РЛС (мертвая зона обзора на малых расстояниях от РЛС); иметь минимальные потери мощности при излучении зондирующего импульса и особенно при приеме отраженного от цели сигнала; обладать большим сроком службы и высокой надежностью. Коммутационные АП состоят настроенных отрезков линий и газоразрядных приборов (разрядников), изменяющих сопротивление под действием мощных СВЧ сигналов. Разрядники включают в фидерный тракт РЛС параллельно или последовательно.

АП на необратимых элементах применяют в РЛС сантимитрового диапазона. В качестве необратимых элементов используют фидерные вентили и циркуляторы.

При расположении феррита волноводе, передаваемая по волноводу электромагнитная энергия. В зависимости от направления ее движения либо поглащается либо проходит практически без потерь. Феррит помещается в сильное поле постоянного магнита. При этом ферромагнитный резонанс наступает только при движении электромагнитной волны в одном направлении. При резонанасе практически вся СВЧ энергия в волноводе поглащается вентилем.

Выбор типа АП зависит отмощности излучаемого зондирующего импульса. При мощности импульса 100-150 КВт АП реализуют путем последующего соединения ферритового циркулятора, газового разрядника и диодного резонансного СВЧ ограничителя (рис.)

При мощности 1-2 КВт газовый разрядник не вводят в состав АП.

В АП (рис.) используют два последовательно соединенных циркулятора Ц1 и Ц2. Сигнал от передатчика поступает на плече 1 циркулятора Ц1 и через плече 2 подается в антенну; при этом на выход плеча 3 сигнал от передатчика проходит с существенным ослаблением (13- 25 дб). Далее сигнал с плеча 3 циркулятора Ц1 подается через циркулятор Ц2 на разрядник Р, уменьшая его сопротивление до ноля. При этом СВЧ сигнал отражается от разрядника к плечу 2 циркулятора Ц2 и поглощается в согласованной нагрузке R. Зажигание разрядника Р спустя некоторое время (с) после изменения зондирующего импульса. Выделяемая за это время энергия может вывести из строя последующие каскады приемника. Для предотвращения этого в схеме АП предусматривается СВЧ ограничитель, подключенный к основной линии в т.А через отрезок линии l = l/2. Ограничитель состоит из последовательносоединенных диода Д и короткозамкнутого шлейфа длинной l₂ с индуктивным реактивным сопротивлением, параллельно которым подключен разомкнутый емкостной шлейф длиной l1. При сигнале высокого уровня диод Д эквивалентен цепи из последовательносоединенных сопротивления и индуктивности.при этом между т.В и подложкой образуется параллельный резонансный контур,сопротивление которого при резонансе велико. Значит, четвертьволновый отрезок линии длинной l при высоком уровне сигнала работает практически в режиме холостого хода; входное сопротивление линии равно 0. Значит, сигнал просачивающийся в ограничитель отражается обратно в циркулятор Ц2. Полезный сигнал, отраженный от цели, поступает от антенны на плече 2 циркулятора Ц1, практически без ослаблений передается на плече 3 циркулятора Ц1 и далее через плечи 1 и 2 циркулятора Ц2 на разрядник Р. Мощность отраженного сигнала недостаточна для зажигания разрядника, вследствие чего принятый антенной сигнал передается по основной линии в последующие каскады приемника. Для сигнала малого уровня отрезок линии длинной l работает практически в режиме К.З.; входное сопративление этой линии равно бесконечности и энергия принятого сигнала проходит в последующие каскады РЛП практически без ослабления.

Разрядники защиты приемника

Защиту триодов входного каскада РЛП отперегрузки и повреждения СВЧ сигналами (от собственного передатчика РЛС или от внешних источников помех) в полосе рабочих частот, как уже указывалось, обычно осуществляют разрядником защиты приемника (РЗП) и ограничителем СВЧ-мощности на полупроводниковых диодах.

РЗП описываются двумя группами параметров: параметрами низкого уровня мощности, характеризующими свойства РЗП в режиме приема слабых сигналов (СВЧ разряда нет), и параметрами высокого уровня мощности характеризующими его защитные свойства при воздействии на него мощных импульсов СВЧ (происходит СВЧ разряд).

К параметрам низкого уровня мощности относятся:

· полоса рабочих частот Праб= fmax - fmin, выраженная в процентах по отношению к средней частоте рабочего диапазона П_раб, %;

· потери в режиме приема L_пр, дБ;

· коэффициент стоячей волны КСВ.

Основными параметрами высокого уровня мощности являются:

· максимально допустимая импульсная мощность Pи(кВт)на входе РЗП;

· мощность зажигания P_заж (мВт) - максимальная импульсная мощность, на выход ЗП;

· энергия пика W_п (Дж) и мощность плоской части P_пл (мВт) СВЧ импульса, просачивающаяся через РЗП во время его горения;

· время восстановления РЗП t_в (мкс),

· характеристика времени t_G после окончания вх.импульса СВЧ, в течение которого потери снизятся до условной величины L_пр + G (дБ).

Диодный ограничитель, в отличае от РЗП, не требует никаких питающих напряжений и поэтому обеспечивает защиту как при включенной, так и при выключенной аппаратуре. Он характеризуется двумя состояниями: состоянием пропускания при малой мощности сигнала, т.е. на низком уровне мощности (потери пропускания L_пр малы), и при состоянием запирания при большой мощности сигнала, т.е. на высоком уровне мощности (потери запирания L_зап велики).

Входная цепь

В используемом диапазоне частот в силу особенностей несимметричных полосковых волноводов [9] наиболее перспективно использование согласующих цепей на микрополосковых линиях. Основными характеристиками микрополосковой линии, сечение которой показано на (рис.5.1.1, б) являются: волновое сопротивление и эффективная диэлектрическая проницаемость, которые зависят от толщины подложки Н, ширины микрополосковой линии Е, толщины металлизированного слоя t и относительной диэлектрической проницаемости e. Из соображений технологичности широкое применение в качестве полосовых фильтров (ПФ) находит связанная система из резонансных полуволновых разомкнутых резонаторов [3]:

 

а)

 

б)

рис.5.1.1

Такой ПФ (рис.5.1.1,а) образован рядом одинаковых параллельно связанных линий (длина участка связи равна L₀/4), и является наиболее употребительным из-за отсутствия особо критичных размеров.

Основными исходными данными для проектирования такого полосового фильтра являются:

частота сигнала, полоса пропускания приёмника, затухание в полосе пропускания L_п, обычно принимаемое за 3 дБ, полоса заграждения П_з, определемая в нашем случае как П_з=4f_пч=120 МГц, затухание на границах полосы заграждения L_з=26 дБ, волновые сопротивления подводящих линий W₀=75 Ом.

При использовании для аппроксимации частотной характеристики фильтра максимально плоских функций Баттерворта можем посчитать число элементов n по формуле:

n=lg (L_з-1)/(L_п-1) / lg(П_з/П_пр)

 

n=lg (20-1) / (1,4-1) / lg(120/1,03) = 0,81

Округляем в большую сторону и получаем, что проектируемый ПФ должен состоять из (n+1)=2 элементов.

Электрическая длинна l_i отрезков связанных линий всех звеньев фильтра одинакова: l_i =L₀/4,

где L₀- длина волны в линии на частоте f_с: L₀=f₀/2e,

e - эффективная диэлектрическая проницаемость среды в линии, равная для симметричной полосковой линии относительной диэлектрической проницаемости диэлектрика линии.

Для найденного значения n и заданного L_п=1,4 и П_п/f₀=0,2 определяем (n+1) коэффициент q_i (табл. 3.4) [9], которые представляют собой перепады характеристических сопротивлений ступенчатого перехода:

q₁=q₃=833,56 q₂=374123

Затем определяем величину переходных затуханий связанных звеньев (дБ):

 

С_i=10lg(q_i+1)

q₁=q₃=833,56 q₂=374123

C₁=C₃=29,2 дБ C₂=55,7 дБ

Теперь по таблице 3.5 [ 9 ] определяем для каждого звена b_i/d и S_i/d

b₁/d=b₃/d=0,993

S₁/d=S₃/d=3,08