Входные (сетевые) помехоподавляющие фильтры (ППФ)

Однофазный сетевой фильтр (ФС), относя­щийся к классу НЧ-фильтров, подавляет вы­сокочастотные (ВЧ) кондуктивные помехи на сетевом входе и выполнен по схеме типового П-образного фильтра С_х1-L_ф-С_х2-C_yl,С_у2 (рис. 5). R – разрядный резистор. Фильтр осуществляет подавление по­мех как со стороны сети, так и со стороны са­мого импульсного ИВЭП. Фильтр такой схемной конфи­гурации широко распространен, имеет мини­мум компонентов.

Рис. 5. Схема однофазного сетевого П-образного фильтра помех.

При оптимальном выборе параметров компонентов он способен обеспе­чить высокую степень подавления ВЧ-помех порядка 30-80 дБ в частотном диапазоне 0,15-30 МГц. Конденсаторы C_x1 и С_х2, вклю­ченные между фазным проводом (L) и прово­дом нейтрали (N), предназначены для фильт­рации кондуктивной помехи симметричного (дифференциального) вида. Конденсаторы C_yl и С_у2, включенные между фазным и "нейтраль­ным" проводами и зажимом (шиной) заземле­ния (Ground), предназначены для фильтрации кондуктивной помехи несимметричного (об­щего) вида. R – разрядный резистор. По общепринятой оценке, симметричные помехи пре­обладают с частотой до сотен килогерц, а несимметричные – более 1 МГц.

Режекторный дроссель L_ф, называемый иногда двухобмоточным трансформатором, выполнен на сердечнике с достаточно высокой магнитной проницаемостью (феррите) и име­ет 2 идентичные обмотки (wl, w2). Обмотки включены последовательно в провода электро­сети, причем полярность включения обмоток такова, что для несимметричной помехи они имеют большое индуктивное сопротивление, поскольку включены согласно. В то же время для симметричной помехи индуктивное сопро­тивление обмоток минимально, так как они включены встречно.

На рис. 6 и рис. 7 представлены эквивалентные схемы фильтра соответственно для помехи симметричного и помехи несимметричного ви­да.

Рис. 6. Эквивалентная схема сетевого П-образного фильтра для симметричных кондуктивных помех.

Рис. 7. Эквивалентная схема сетевого П-образного фильтра для несимметричных кондуктивных помех.

В качестве индуктивности L'_ф обозначена "остаточная" индуктивность (L'_ф ≈ 0,01L_ф), обусловленная неидентичностью обмоток дрос­селя. На практике L'_ф определяется измерите­лем LС-параметров при соединении выводов 3 и 4 у дросселя (рис. 5).

Выбор величины емкости конден­саторов С_у определяется значением безопасного для человека тока заземления (I_{з max}), величина которого для аппаратуры общего назначения составляет не более 0,5-2 мА, а для медицинской аппа­ратуры – не более 0,1 мА.

Отсюда с учетом эквивалентной схемы (рис. 7) несложно определить максимально допустимую величину емкости (С_{у max}) несимметричного конденсатора после преобразования выраже­ния

Z_cy = 2U_{c max}/I_зmax:

С_{у max} = I_{з max}/4πf_c*U_{c max}.

Если положить I_{з max} = (0,1; 0,5; 1,0; 2,0) мА, частоту сети f_c = 50 Гц и максимальное сете­вое напряжение U_{c max} = 264 В, то можно определить область значений С_у:

С_{у max} ≈ (0,56; 2,8; 5,6; 11,2) нФ.

Оценку L_{ф min} производим для частоты 1 МГц. С этой целью необходимо выбрать требуемую величину вносимого за­тухания

А_нсм = 20*lg К_п.нсм,

где К_п.нсм – коэф­фициент подавления несимметричных помех.

Ос­новной спектр помех со стороны входа (се­ти) имеет амплитуду в диапазоне 5-100 В. При обеспечении затухания фильтра А_нсм по­рядка 60 дБ (или К_п.нсм = 1000) на выходе фильтра амплитуда помехи составит 5-100 мВ. Помеха такой величины не вызывает сбоев в функционировании ИВЭП и практически не проходит на его выход. Отсюда с учетом эк­вивалентной схемы из выражения

Z_LФ/(Z_cy/2) ≥ К_п.нсм

получим:

L_{ф min}  ≥ К_п.нсм / 2С_{у max}*(2πf₂)².

Если положить частоту несимметричной по­мехи f₂ = 1 МГц и область значений С_{у max}  ≈ (0,56; 2,8; 5,6; 11) нФ, то соответственно определится область значений

L_{ф min} ≈ (22,0; 11,0; 5,5; 2, 75) мГн.

Величины емкости "симметричных" кон­денсаторов C_x1 и С_х2 определяются на ни­жней частоте диапазона фильтра f₁ = 0,15 МГц из эквивалентной схемы (рис. 6). Сначала рассчитывается значение С_х2 и затем, в срав­нении с ним, определяется C_x1.

Внутренний им­педанс сети в полосе радиочастот от 0,15 до 30 МГц составляет Z_c = 30-150 Ом и со­держит активную (R_c) и индуктивную (X_Lc) составляю­щие. Меньшие значения Z_c соответствуют меньшим значениям частоты.

Затухание симметричных помех, вносимое C_x1, обыч­но оценивается в размере 6-20 дБ (2-10 раз). Уровень симметричных по­мех примерно на 10-15 дБ меньше, чем не­симметричных, тогда с достаточным запасом можно определить С_х2 из выраже­ния:

С_{х2 min} ≥ К_п.см/(2πf₁)²(2 L_ф'min).

Для значений f, = 0,15 МГц, К_п.см ≥ 300 (А_см = 50 дБ) и области значений индуктивно­сти L_ф'min = 0,01* (22,0; 1 1,0; 5,5; 2, 75) мГн – определенная область значений С_{х2 min} со­ставит:

С_{х2 min} ≈ (0,85; 0,43; 0,22; 0,1) мкФ.

Выбираем C_{x1 min} ≈ С_{х2 min}.

Пример. Если для проверки принять Z_с = 30 Ом, C_x1 = 0,22 мкФ, то вносимое затухание симметричных помех на частоте f ₁ = 150 кГц составит:

А_см1 = 20*lg (Z_c*2πf₁*C_x1) = 20*lg(30*2*3,14*l,5*l0⁵*0,22*10^-6) = 16 дБ.

На основании результатов расчета выбира­ются рекомендуемые типы компонентов с нормированными значениями (но­миналы, допуски). При этом не на­до забывать, что эти компоненты имеют паразитные параме­тры, снижающие их фильтрующие свойст­ва.

Это обстоятельство на практике решает­ся, во-первых, увеличением в 2-3 раза расчетных значений C_x1, С_х2, L_ф. При этом значения С_{у max}, определяемые по допусти­мым значениям безопасного тока заземле­ния I_{з max}, не могут быть увеличены. Во-вто­рых, необходимо стремиться выбирать ком­поненты фильтра лучшего качества, что, в конечном счете, будет дешевле, чем услож­нение схемы фильтра за счет дополнитель­ных звеньев.

Для иллюстрации критериев выбора компонентов фильтра на рис. 8 пред­ставлена схема П-образного фильтра с учетом паразитных пара­метров компонентов.

Рис. 8. Эквивалентная схема П-образного ППФ с учетом паразитных пара­метров компонентов.

Из рис. 8 видно, что для уточненного рас­чета вносимого затухания фильтра необходи­мо знать значения паразитных параметров компонентов.

Практические рекомендации по проектированию AC/ DC-преобразователей с улучшенными показателями электромагнитной совместимости

В настоящее время проектирование им­пульсных ИВЭ осуществляется исходя из кри­терия "цена–качество". При этом принято для универсальности, что под ценой удобнее все­го понимать удельную цену, то есть "единица валюты/Вт", например: доллар/Вт, евро/Вт, руб/Вт.

В понятие "качество" обычно включа­ется стандартный набор показателей назначе­ния, например:

• вход-сеть: напряжение и пределы его изме­нения, частота; соответствие нормам по ЭМС (помехозащита, помехоэмиссия);

• выход: мощность, напряжения и токи; ста­бильность, пульсации и помехи (в частот­ном диапазоне);

• экономичность – КПД, коэффициент мощности;

• защищенность от различных перегрузок и аварийных ситуаций;

• надежность (средняя наработка на отказ) и ресурс долговечности, срок службы;

• массо-габаритные показатели (в том числе удельная мощность — Вт/дм³).

Уровень показателей источника зависит от конкретных требований и назначения: а) коммерче­ский (общего назначения); б) промышленно­го назначения; в) оборонного (специального) назначения.

Показатели ЭМС:

а) уровень кондуктивных помех на сетевом входе (в дБ, по отношению к 1 мкВ);

б) уровень ВЧ-пульсаций и помех.

Рассмотрим предметно рекомендации по проектированию AC/DC-преобразователей с улучшенными показателями ЭМС, в том чис­ле с низким уровнем ВЧ-пульсаций и помех на выходе.

Процесс проектирования можно разбить на несколько этапов, вы­полняемых последовательно. Возможно, при­дется произвести несколько итераций:

1) На первом этапе выбирается рациональ­ная общая структура импульсного ИВЭП, которая оп­тимально адаптирована к условиям эксплуатации и "плохой" сети: провалы и перенапряжения, НЧ- и ВЧ-помехи.

2) На втором этапе выбирается вид входного устройства ИВЭП, производится выбор и при необходимости рассчитываются его узлы и компоненты: ограничитель пусковых то­ков (например, термистор), ограничитель импульсных перенапряжений (например, варистор), сетевой двунаправленный (из се­ти и от ИВЭП) фильтр кондуктивных помех, то есть обеспечиваются помехозащита (по­мехоустойчивость) и требования по помехоэмиссии.

3) На третьем этапе прорабатывается вопрос об использовании корректора коэффициен­та мощности (KKM/PFC) – пассивного или активного.

Отдельно отметим, что в насто­ящее время в качестве силовых диодов ККМ наилучшие результаты дает при­менение диодов Шоттки из карбида крем­ния. Эти диоды обладают наименьшим из всех мощ­ных высоковольтных (600-1200 В) диодов временем t_rr и мягкой характеристикой вос­становления обратного сопротивления.

4) На четвертом этапе выбирается оптималь­ная структура DC/DC-преобразователя на выходе сетевого выпрямителя и ККМ, исхо­дя из анализа до­стоинств и недостатков той или иной структуры преобразователя.

Для ИВЭП малой мощности (до 500 Вт) предпочтительны структуры однотактных преобразователей, средней и повышенной мощности (до 1000 Вт) – типа "косого" моста и полумостовые преобразователи. Мостовая структура применяется для мощных ИВЭП (более 1000 Вт).

5) На пятом этапе производится окончатель­ный выбор (оптимизация) силовых ключей преобразователя и способ их коммутации (квазирезонансный на нулевом токе или нулевом напряжении).

При выборе следует учитывать эквивалентные схемы компонен­тов.

Здесь же при необходимости производится выбор и расчет демпфирующих и фиксирую­щих цепей RC и RCVD (снабберов и кламперов). При этом снаббер замед­ляет скорость нарастания напряжения на клю­че (например, на стоке MOSFET), а клампер фиксирует напряжение в этой же точке схемы относительно потенциала питания.

Основные требования при расчете этих цепей: для снаббера величина его емкости зависит от актив­ного сопротивления первичной обмотки си­лового трансформатора и времени нарастания импульсного напряжения на ключе. Конден­сатор в фиксаторе уровня (клампере) за вре­мя открытого состояния ключа должен разря­диться практически до уровня напряжения пи­тания.

Совместное действие этих цепей ограничивает перенапряжение на ключе, и уменьшает величину то­ка несимметричной помехи через па­разитную емкость между ключом (сто­ком MOSFET) и корпусом ИВЭП.

6) На шестом этапе особое внимание уделяет­ся выбору низковольтных выпрямительных диодов, поскольку при высоких частотах коммутации (100-250 кГц) от потерь мощ­ности на диодах существенно зависит КПД и уровень создаваемых помех. Это замеча­ние особенно актуально при низких выход­ных напряжениях (3-15 В) и больших токах нагрузки (15-100 А) источников.

В указан­ных целях чаще всего используются диоды Шоттки и современные быстродействующие диоды (fast-FRED, ultrafast-FRED). Диоды Шоттки имеют малое падение напряже­ния в прямом состоянии (U_F = 0,35...0,9 В) и высокое быстродействие (время обратно­го восстановления t_rr = 35...100 нс), однако при их выключении воз­никает "ВЧ-звон", для подавления (ос­лабления) которого они должны шунтиро­ваться не конденсаторами, а R_дC_д-цeпями (RC-поглотителями).

7) На седьмом этапе производится расчет си­лового ВЧ-трансформатора с оценкой его паразитных параметров, и применя­ются конструктивные мероприятия по сек­ционированию обмоток, намотке экранов и т. д.

8) На восьмом этапе рассчитывается выход­ной фильтр по заданным величинам ВЧ-пульсаций и помех (мВ, "пик-пик"). При этом при расчете на­до иметь в виду паразитные параметры дросселей и конденсаторов и использо­вать справочные данные по частотным свой­ствам (характеристикам) этих компонентов.

Для однозвенного LC-фильтра на высокой частоте (100-250 кГц) можно реально получить величину коэф­фициента сглаживания (подавления) ВЧ-пульсаций порядка 35-50 дБ. Второе звено фильтра обычно имеет небольшую величи­ну коэффициента сглаживания по ВЧ-пульсациям (15-25 дБ). В большей степени его назначение заключается в подавлении ком­мутационных помех за счет маловитковых дросселей с малой паразитной индуктивно­стью и конденсаторов, желательно тантало­вых и керамических, обладающих малыми величинами ESR и ESL.

Таким образом, об­щий коэффициент подавления ВЧ-пульсаций может составить порядка 50-75 дБ (300-5500). Для примера предположим: вы­ходное напряжение U_ВЫХ = 27 В, амплитуда входного напряжения на входе ВЧ-выпрямителя U_BX = 75 В, пульсации U_ВЫХ~ = 75/(300...5500)≈ ≈ 14...250 мВ "пик-пик".

Величина кондуктивных несимметричных помех на выходе предвари­тельно практически не рассчитывается, а оце­нивается, исходя из аналогов и личного опыта. Для существенного умень­шения уровня несимметричных помех ("игол­ки", "пички") рекомендуется предусматривать на выходах симметрирующие (относительно корпуса) керамические конденсаторы неболь­шой емкости (<0,1 мкФ), "одновитковые" дроссели (проводник через ферритовую бу­синку), проходные конденсаторы и фильтры. В этом ас­пекте очень важную роль играют заземление и конструктивные меры: оптимальная развод­ка электромонтажа, экранирование компонен­тов и всего блока в целом.