Биполярных и полевых транзисторах

Принципиальные схемы

резисторно-ёмкостного (резисторного) каскада усиления

Резисторный каскад – основной тип каскада предварительного усиления. Он применяется также и в качестве выходного каскада. В качестве усилительных элементов применяются транзисторы с большим значением статического коэффициента усиления тока транзистора (h_21Э) в схеме с общим эмиттером (ОЭ), лампы и полевые транзисторы с большим коэффициентом усиления напряжения (µ). Для выходного каскада нагрузкой усилителя обычно является цепь параллельно включенных R_H, C_H. Для остальных каскадов – это входная цепь следующего каскада

Рис. 2.1. Резисторные каскады предварительного усиления:

а)- с биполярным транзистором;

б)- с полевым транзистором

Транзисторы в каскадах предварительного усиления обычно включают с общим эмиттером или истоком. Это позволяет получить наибольшее усиление.

Достоинством резисторного каскада является простота схемы, малые размеры, вес и стоимость, хорошие частотная, фазовая и переходная характеристики и т.д.

Основной недостаток – низкий КПД, из-за чего резисторный каскад мало пригоден для мощного усиления.

Резистор R служит для выделения напряжения усиленного сигнала и подачи питающего напряжения от источника питания на выходной электрод транзистора. Разделительный конденсатор С не пропускает постоянную составляющую напряжения из выходной цепи на вход следующего каскада. Делитель напряжения, состоящий из резисторов R1, R2, используется для подачи напряжения смещения на вход следующего усилительного элемента. Резистор в цепи затвора выполняет два назначения: во-первых, как элемент резисторно-емкостного делителя он позволяет передать на вход следующего каскада усиленное переменное напряжение, во-вторых, через него заводится на затвор напряжение смещения.

 

Эквивалентные схемы

резисторного каскада усиления

на различных частотах

Можно показать, что независимо от типа используемого усилительного элемента преобразованные и обобщенные эквивалентные схемы резисторного каскада усиления на различных частотах имеют вид, представленный на рис. 2.2. На нём обозначено:

- напряжение генератора сигналов; – внутреннее сопротивление генератора сигналов. – сопротивление нагрузки выходной цепи каскада по переменному току.

В случае использования полевого транзистора

, где .

Рис. 2.2. Преобразованная и обобщенная эквивалентная схема резисторного каскада на средних частотах

 

В случае использования полевого транзистора

, где .

В случае – биполярного транзистора, ,

где ;

; и параметры входной цепи транзистора, они представляют собой активную составляющую входного сопротивления следующего каскада.

При использования полевого транзистора , , где R_i – дифференциальное выходное (внутреннее) сопротивление транзистора. В случае биполярного транзистора , где U_п -переменное напряжение, приложенное к эмиттерному переходу транзистора; , где - сопротивление коллектор-база транзистора.

Здесь

; .

; ;

Рис. 2.3. Преобразованные и обобщенные эквивалентные схемы

резисторного каскада усиления:

а - на нижних частотах; б - на верхних частотах

 

С – разделительный конденсатор; С₀ – паразитная емкость, равная сумме емкости монтажа (С_м), входной емкости следующего каскада (С_{вх. сл.}) и выходной емкости транзистора.

 

Физическое объяснение вида

частотной и фазовой характеристик

резисторного каскада усиления

Влияние емкостей С и С₀ в диапазоне частот нарушает постоянство выходного напряжения при изменении частоты.

В области средних частот, как следует из рис. 2.2, реактивные элементы не влияют на физические процессы в усилителе. Поэтому частотные и фазовые искажения будут отсутствовать. Частотная и фазовая характеристики линейны. При уменьшении частоты сигнала сопротивление разделительного конденсатора и падение напряжения на нем возрастают. Разделительный конденсатор включен последовательно с выходными клеммами усилителя. Поэтому выходное напряжение, а следовательно, и коэффициент усиления уменьшаются.

 

Рис. 2.4. Амплитудно-частотная характеристка резисторного

каскада усиления

Рис. 2.5. Фазо - частотная характеристика резисторного каскада усиления

 

При переходе из области средних в область верхних частот уменьшается сопротивление конденсатора С₀, подключенного параллельно выходу. Увеличивается шунтирующее действие конденсатора С₀, поэтому выходное напряжение и коэффициент усиления уменьшаются.

Учитывая, что емкостные сопротивления обратно пропорциональны частоте сигнала, спад частотной характеристики стремится к пределу, равному 6 дБ на октаву (т.е. усиление падает вдвое при уменьшении частоты в 2 раза) или 20 дБ на декаду. При увеличении частоты предел спада относительного усиления аналогичный.

Рис. 2.6. Векторная диаграмма, иллюстрирующая фазовые процессы в резисторном каскаде усиления при

Рис. 2.7. Векторная диаграмма, иллюстрирующая фазовые процессы в резисторном каскаде усиления при

 

Фазовый сдвиг, вносимый усилителем (рис. 2.5), стремится к пределам (при f ^{→ 0}) и (при f ^{→ ∞} ). Действительно, при стремлении частоты сигнала к нулю, характер цепи усилителя стремится к «чисто ёмкостному», поэтому вектор тока (рис. 2.6) находится впереди вектора напряжения генератора на угол . Так как выходное напряжение снимается с активного элемента, то вектор напряжения совпадает с вектором тока .

Если частота сигнала стремится к бесконечности, то сопротивление конденсатора С₀ ничтожно мало. Вектор тока (рис. 2.7) совпадает по фазе с вектором порождающего напряжения генератора. Выходное напряжение – напряжение, снимаемое с конденсатора С₀, поэтому вектор напряжения отстает от вектора тока на угол .

 

Резисторный каскад усиления

в области нижних частот

Зависимость относительного усиления от частоты можно записать в виде

, (2.1)

где . (2.2).

Величина имеет размерность времени и представляет собой постоянную времени резисторного каскада на нижних частотах, Х_H – нормированная частота.

С учетом (2.1) уравнение частотной характеристики, представляющей собой зависимость модуля относительного усиления от частоты, а также зависимость коэффициента частотных искажений от частоты описываются выражениями

 

, (2.3)

, (2.4)

соответственно.

Из выражений (2.3), (2.4) следует, что при , , . При , что соответствует переходу усилителя в область средних частот, , а , т.е. частотные искажения сигнала отсутствуют.

Из (2.3) определим выражение для нижней граничной частоты. Для этого приравняем относительное усиление величине Тогда

. (2.5)

Из выражения (2.1) уравнение фазовой характеристики можно записать в виде

(2.6)

Из (2.6) следует, что при , , при (что соответствует переходу усилителя в область средних частот), .

 

Рис. 2.8. Переходная характеристика резисторного

каскада в области больших времен

 

Обсуждая переходную характеристику резисторного каскада, необходимо отметить, что элементы эквивалентной схемы в области нижних частот определяют вид переходной характеристики в области больших времен, которая отражает процесс заряда разделительного конденсатора через сопротивления (). Это, в свою очередь, приводит к уменьшению выходного напряжения. Переходная характеристика в области больших времен представляет собой монотонно падающую по экспоненциальному закону кривую, описываемую выражением

, (2.7)

где – нормированное время.

При этом спад (∆t) вершины импульса, проходящего через усилитель, приближенно равен отношению длительности импульса к постоянной времени каскада на нижних частотах,

 

. (2.8)

 

Резисторный каскад усиления

в области верхних частот

Зависимость относительного усиления от частоты имеет вид

, (2.9)

где (2.10)

Здесь – постоянная времени резисторного каскада на верхних частотах, Х_В – нормированная частота.

Частотная характеристика и коэффициент частотных искажений име-

ют вид

, (2.11)

(2.12)

соответственно.

Из выражений (2.11), (2.12) следует, что при , что соответствует переходу усилителя в область средних частот, и частотные искажения отсутствуют. При , , .

Приняв значение Y_в, равным величине , имеем

. (2.13)

Выражение для фазовой характеристики можно записать в виде

. (2.14)

Рис. 2.9. Переходная характеристика резисторного каскада усиления в области малых времен

 

Отрицательное значение угла сдвига фаз (φ_в) говорит о том, что на верхних частотах выходное напряжение отстает по фазе от входного. Из (2.14) следует, что при , что физически соответствует средним частотам, , а при , .

Элементы эквивалентной схемы резисторного каскада в области верхних частот определяют вид переходной характеристики в области малых времен. Физически переходная характеристика отражает процесс заряда паразитной емкости С₀ через сопротивление R_В.ЭКВ.

Переходная характеристика определяется уравнением

, (2.15)

где – нормированное время.

При этом

(2.16)

 

Резисторный каскад усиления

в области средних частот

Обратимся к рис. 2.2. Коэффициент усиления тока(К_Т) каскада на биполярномтранзисторе равен

, где

,

R_{вх.тр.сл} – входное сопротивление транзистора следующего каскада. Тогда

Коэффициент усиления напряжения равен

.

Заменив на и R_Г на внутреннее сопротивление в точке покоя из эквивалентной схемы на средних частотах, можно найти коэффициент усиления напряжения резисторного каскада с полевым транзистором

.

Учитывая, что , где S_Т.П – статическая крутизна характеристики анодного тока или тока стока полевого транзистора в точке покоя, запишем

.

В каскадах с полевыми транзисторами , поэтому последнее выражение можно переписать в виде

.

Влияние обратной связи на

коэффициент усиления

Коэффициент усиления напряжения с обратной связью можно записать в виде

, (2.17)

где – коэффициент усиления напряжения усилителя без обратной связи;

- коэффициент передачи напряжения цепи обратной связи;

– коэффициент усиления напряжения усилителя с обратной связью.

Таким образом, введение обратной связи изменяет коэффициент усиления напряжения усилителя в раз. Это справедливо для всех способов снятия и всех способов введения обратной связи. При положительной обратной связи (пос) , тогда

.

Введение пос увеличивает коэффициент усиления в раз. При , как следует из (2.17), . При принимает отрицательное значение. Случаи βК = 1 и βК > 1 физически соответствуют режимам самовозбуждения усилителя. Он превращается в автогенератор незатухающих гармонических колебаний.

При и отрицательной обратной связи (оос) , тогда

. (2.18)

Введение оос уменьшает коэффициент усиления в раз. Это является недостатком усилителей с отрицательной обратной связью.

Из выражения (2.18) следует, что при (очень глубокая отрицательная обратная связь) , т.е. не зависит от коэффициента усиления напряжения усилителя без обратной связи и определяется лишь величиной коэффициента передачи напряжения цепи обратной связи.

 

Влияние обратной связи на

нелинейные искажения, фон и помехи

Можно показать, что при (z_ист, z_вх – сопротивление источника сигналов и входное сопротивление усилителя соответственно) напряжение гармоник усилителя, охваченного последовательной обратной связью, принимает вид

,

К^*= U_вых/E_ист - сквозной коэффициент усиления напряжения.

Итак, введение обратной связи изменяет искажения, фон и помехи, возникающие в устройстве, охваченном ею, во столько же раз, во сколько раз изменяется сквозной коэффициент усиления его напряжения. Такой вывод справедлив для любого способа введения обратной связи.

При отрицательной обратной связи , поэтому

.

Таким образом, оос уменьшает нелинейные искажения, фон и помехи, возникающие в усилителе. Отрицательная обратная связь во столько же раз уменьшает коэффициент гармоник усилителя, т.е.

.

Снижение нелинейных искажений, фона и помех объясняет широкое применение отрицательной обратной связи в мощных усилителях, работающих в экономичном режиме «В», в усилителях многоканальной связи и других устройствах. Применение отрицательной обратной связи позволяет получить высокую линейность, малый уровень фона, большой динамический диапазон.

 

Влияние обратной связи

на нестабильность усиления

Коэффициент усиления усилительного устройства изменяется в результате воздействия дестабилизирующих факторов, в частности, изменения напряжения источника питания, колебания температуры, старения элементов, их замене и т.д.

Непостоянство (нестабильность) коэффициента усиления оценивают относительным изменением усиления от воздействия того или иного дестабилизирующего фактора бесконечно малой величины. Выражение нестабильности усиления усилителя с обратной связью запишем в виде

,

где - нестабильность усиления без ОС;

- дифференциал коэффициента усиления напряжения.

Итак, отрицательная обратная связь уменьшает нестабильность усиления устройства во столько же раз, во сколько она снижает его коэффициент усиления напряжения.

 

Влияние обратной связи

на входное сопротивление усилителя

Характер изменения входного сопротивления усилителя определяется способом введения напряжения обратной связи во входную цепь и не зависит от способа подключения цепи обратной связи к выходу усилителя.

Входное сопротивление усилителя с последовательной ОС определяется выражением

.

При отрицательной обратной связи , поэтому

. (2.19)

Как видно из последней формулы, последовательная отрицательная обратная связь увеличивает входное сопротивление усилителя в раз.

Учитывая выражение (2.19), можно заключить, что действительная составляющая входного сопротивления растет, а входная емкость уменьшается.

Увеличение входного сопротивления при последовательной отрицательной обратной связи происходит потому, что напряжение обратной связи вычитается из напряжения генератора сигналов. Поэтому напряжение на входе усилителя и ток входной цепи падают, что эквивалентно увеличению входного сопротивления.

При положительной последовательной обратной связи входное сопротивление усилителя уменьшается.

Входное сопротивление усилителя с параллельной ООС имеет вид

. (2.20)

Следовательно, параллельная отрицательная обратная связь увеличивает входную проводимость усилителя, в результате чего его входное сопротивление уменьшается.

Физически уменьшение входного сопротивления обусловлено шунтированием входа усилителя уменьшенным в (1+К) раз сопротивлением обратной связи z_СВ. Уменьшение последнего в свою очередь объясняется тем, что к сопротивлению z_СВ приложено результирующее напряжение , что в (1+К) раз больше входного напряжения.

При положительной обратной связи знак перед коэффициентом усиления напряжения (К) в выражении (2.20) должен быть изменен на отрицательный. Поэтому в зависимости от значений параметров «К» и «z_СВ» параллельная положительная обратная связь может уменьшать входное сопротивление, увеличивать его до бесконечно большой величины и даже делать его отрицательным.

Влияние обратной связи на выходное

сопротивление усилителя

Характер изменения выходного сопротивления усилителя определяется способом подключения цепи обратной связи к выходу усилителя и не зависит от способа заведения напряжения обратной связи на его вход.

В случае обратной связи по напряжению выходное сопротивление определяется соотношением

. (2.21)

При отрицательной обратной связи , поэтому

.

Таким образом, отрицательная обратная связь по напряжению уменьшает выходное сопротивление усилителя в раз.

Указанная закономерность имеет следующее физическое объяснение. Если в усилителе с отрицательной обратной связью по напряжению увеличить сопротивление нагрузки, то это приведет к росту выходного напряжения. Поэтому возрастет напряжение обратной связи, что вызывает уменьшение коэффициента усиления по напряжению. В итоге скорость роста напряжения на выходе усилителя падает. Итак, при увеличении сопротивления нагрузки выходное напряжение усилителя, охваченного отрицательной обратной связью по напряжению, растет медленнее, чем при отсутствии отрицательной обратной связи. Это эквивалентно уменьшению выходного сопротивления устройства.

Положительная обратная связь по напряжению, как следует из выражения (2.21), в зависимости от величины может увеличить выходное сопротивление, сделать его бесконечно большим или даже отрицательным.

В случае обратной связи по току выходное сопротивление усилителя определяется выражением

 

. (2.22)

Если обратная связь отрицательная, то , поэтому

. (2.23)

Итак, отрицательная обратная связь по току увеличивает выходное сопротивление усилителя в раз.

Рассмотрим физическую сторону выражения (2.23). Если в усилителе, содержащем отрицательную обратную связь по току, увеличить сопротивление нагрузки, то ток в выходной цепи уменьшится. Это приведет к уменьшению напряжения обратной связи, что в свою очередь вызовет увеличение скорости роста выходного напряжения. Итак, при увеличении сопротивления нагрузки напряжение на выходе усилителя с отрицательной обратной связью по току растет быстрее, чем в усилителе без обратной связи. Значит, выходное сопротивление усилителя при введении отрицательной обратной связи по току возрастает.

Как следует из выражения (2.22), введение в усилитель положительной обратной связи по току может уменьшить выходное сопротивление, сделать равным нулю или даже отрицательным.

Влияние отрицательной обратной

связи на частотную, фазовую и

переходную характеристики

Зависимость коэффициента усиления усилителя с ООС в области нижних частот имеет вид

, (2.24)

где ; (2.25)

.

Итак, введение отрицательной обратной связи привело к увеличению постоянной времени каскада в области нижних частот в раз. Это повлекло за собой уменьшение нижней граничной частоты усилителя в раз.

Зависимость коэффициента усиления усилителя с отрицательной обратной связью в области верхних частот принимает вид

, (2.26)

где , (2.27)

.

Итак, постоянная времени усилителя, охваченного отрицательной обратной связью, уменьшилась на верхних частотах в раз по сравнению с усилителем без обратной связи. Значит, верхняя граничная частота возросла в раз.

Физически расширение полосы пропускания усилителя при введении отрицательной обратной связи можно объяснить так. В области средних частот усиление, как известно, максимальное. Поэтому выходное напряжение, а значит, и напряжение обратной связи имеют наибольшие значения амплитуд. По мере перехода в область нижних или верхних частот напряжение на выходе уменьшается, что ведет к снижению и напряжения обратной связи. Так как вектор последнего сдвинут по фазе на относительно вектора сигнала генератора, то результирующее напряжение на нижних и верхних частотах, приложенное к входным зажимам усилительного элемента, возрастает относительно значения напряжения на средних частотах. В результате скорость спада выходного напряжения усилителя с отрицательной обратной связью уменьшается по сравнению с усилителем без обратной связи. В итоге частотная характеристика улучшается.

Отрицательная обратная связь улучшает также фазовую характеристику усилителя. Так, например, в резисторном каскаде усиления в соответствии с выражением фазовый сдвиг, вносимый усилителем в области нижних частот, тем меньше, чем больше постоянная времени каскада. А из выражения (2.25) следует, что введение отрицательной обратной связи приводит к росту постоянной времени в области нижних частот в раз.

Введение отрицательной обратной связи приводит также к улучшению переходной характеристики (ПХ) усилителя. Идеальная переходная характеристика описывается нулевым значением времени фронта (рис.2.9) в области малых времён и отсутствием спада ПХ в области больших времён (рис. 2.8). Улучшение переходной характеристики усилителя характеризуется, во первых, уменьшением времени фронта ПХ в области малых времён (рис.2.9) за счёт увеличения верхней граничной частоты (2.13 с учётом 2.27), а, во вторых, уменьшением спада ПХ в области больших времён (рис. 2.8) за счёт снижения нижней граничной частоты (2.5 с учётом 2.25). Физически это объясняется тем, что при введении в усилитель напряжения отрицательной обратной связи спектральные составляющие, расположенные в области нижних и верхних частот, искажаются меньше, так как полоса пропускания усилителя, охваченного оос, становится шире.

2.2.Состав курсовой работы. Техническое задание на проектирование. Содержание пояснительной записки.

Техническое задание на

проектирование

Номер варианта (N) задать с учётом двух последних цифр (М) номера зачетной книжки студента. При М≤25 задать N=M. При М=00 задать N=26. При M>26 значение N определять по формуле N = M – К*25, где К=1, 2, 3 (задавать, начиная с К=1, увеличивая параметр «К» до тех пор, пока величина N примет значение N, не превышающее 25).

1. Тип усилителя – резисторный каскад усиления на биполярном транзисторе.

2. Тип усилительного элемента выбрать согласно номеру варианта из приложения А.

3. Диапазон рабочих частот:

Нижняя граничная частота f_н.г. [Гц].

Задать f_н.г. =50N при 1£N£5, f_н.г.=30N при 5<N£10, f_н.г. =25N при 10<N£15, f_н.г. =15 N при 15<N£26.

Верхняя граничная частота f _в.г. [кГц].

Задать f_в.г= 200N, при 1£N£10, f_в.г= 150N, при 10<N£26.

4. Диапазон рабочих температур от (-25 - N) C до (+30 + N) С.

5. Задать режим питания усилительного элемента.

6. Обеспечить работу биполярного транзистора в режиме усиления.

7. Снять АЧХ каскада усиления.

8. Снять ФЧХ каскада усиления.

9. Исследовать влияние температуры на АЧХ каскада усиления.

10. Исследовать влияние нагрузки на АЧХ каскада усиления.

11. Исследовать влияние разделительного конденсатора на АЧХ каскада усиления.

12. Исследовать влияние отрицательной обратной связи на АЧХ каскада усиления.

13. Исследовать влияние отрицательной обратной связи на ФЧХ каскада усиления.

14. Разработать усилитель, амплитудно-частотная характеристика которого соответствует ТЗ.

15. Оценить величину сдвига фаз между сигналами на входе и выходе каскада усиления при активном характере нагрузки.

Содержание пояснительной записки

Курсовая работа состоит из одного графического листа формата А1 (594 840 мм) и пояснительной записки объёмом до 20 листов формата А4 (210 296 мм).

На листе чертежа приводятся:

- техническое задание на проектирование;

- схема электрическая принципиальная резисторного каскада усиления;

- АЧХ усилителя, которая соответствует ТЗ;

-АЧХ и ФЧХ, характеризующие усилитель при вариации величин элементов усилителя, а также при наличии и отсутствии отрицательной обратной связи;

 

Рукопись текста пояснительной записки должна содержать:

титульный лист;

техническое задание на курсовую работу;

оглавление;

введение;

принципиальную электрическую схему усилителя с пояснением назначения каждого элемента;

а также разделы:

-некоторые положения схемотехнического моделирования аналоговых электронных устройств в САПР OrCAD V.9.Х;

-обеспечение режима усиления транзистора;

-снятие АЧХ каскада усиления;

-снятие ФЧХ усилительного каскада;

- анализ влияния температуры на АЧХ каскада усиления;

-исследование влияния нагрузки на АЧХ каскада;

-исследование влияния разделительного конденсатора на АЧХ каскада усиления;

-исследование влияния отрицательной обратной связи на ФЧХ каскада усиления;

-разработка усилителя, амплитудно-частотная характеристика которого соответствует ТЗ;

- исследование сдвига фаз между сигналами на входе и на выходе каскада усиления при активном характере нагрузки;

-заключение;

-библиографический список.

 

Теоретическое задание. Изучить разделы «Усилительные устройства» [10, с. 295 - 327], [12, с. 226 – 244]. «Элементы теории обратной связи. Устойчивость линейных систем с обратной связью» [12, с. 244 – 254], «Основные свойства аналоговых усилительных устройств» [13, с. 135 – 182]. «Усилительный каскад по схеме с общим эмиттером» [13, с. 183 – 210]. «Усилительный каскад по схеме с общим истоком» [13, с. 210 – 217].

2.3. Методика автоматизированного проектирования резисторных каскадов усиления на биполярных транзисторах

Режим работы транзистора определяется высотой потенциального барьера эмиттерного p-n перехода, что регулируется напряжением смещения (или током базы) транзистора. Напряжение и ток в свою очередь зависят от значений сопротивлений, используемых в усилителе, и величины напряжения источника питания. Схема усилителя для расчёта по постоянному току приведена на рис. 2.10.

При вводе этой схемы использовались компоненты из следующих библиотек:

• analog.slb – пассивные компоненты (R);
• bipolar.slb – биполярный транзистор (Q1);
• port.slb – узел с нулевым потенциалом, общий провод (AGND);
• source.slb – источник постоянного напряжения (VDC).

Проверка режима работы транзистора выполняется путем расчёта переходных процессов для полученного устройства. Задание параметров моделирования представлено на рис. 2.11.

Рис. 2.10. Схема для расчёта каскада усиления

по постоянному току

Рис. 2.11. Окна выбора режима и задания

параметров моделирования

По окончании расчёта в программе Probe выполнением команды Add Traces выводится диаграмма напряжения база-эмиттер (рис. 2.12). Для этого в строке Trace Expression вводится выражение: V(Q1:b) - V(Q1:e). Установка требуемого напряжения смещения производится подбором сопротивлений резисторов R2, R3.

 

Рис. 2.12. Диаграмма напряжения смещения

Для расчёта АЧХ каскада усиления используется задание на моделирование, представленное на рис. 2.13. Питание всех цепей усилительного каскада осуществляется от общего источника постоянного тока V1. Для устранения паразитных междукаскадных связей Для через источник питания используется развязывающий фильтр C2R7.

Резисторы R4, R5, R6 задают требуемый ток коллектора транзистора. Для установления требуемого режима работы на базу транзистора Q1 подается напряжение смещения, получаемое на делителе напряжения R2, R3. Это уменьшает зависимость напряжения смещения от параметров транзистора. Температурная стабилизация режима осуществляется за счет использования отрицательной обратной связи по постоянному току. Напряжение отрицательной обратной связи создаётся на резисторах R5, R6.

Разделительный конденсатор С1 пропускает во входную цепь каскада только переменную составляющую напряжения источника сигнала. Разделительный конденсатор С4 выполняет аналогичную функцию по отношению к нагрузке, образуемой резистором R8. Источником входного сигнала является генератор V2 с внутренним сопротивлением R1.

При вводе схемы усилителя использовались компоненты следующих библиотек:

• analog.slb – пассивные компоненты (R, C);
• bipolar.slb – биполярный транзистор (Q1);

 

Рис. 2.13. Задание на моделирование

амплитудно-частотной характеристики

каскада усиления

• port.slb – узел с нулевым потенциалом, общий провод (AGND);
• source.slb – источники постоянного и синусоидального напряжений (VDC, VSIN).

Задание параметров моделирования приведено на рис. 2.14.

Расчёт АЧХ производится в диапазоне 10 Гц – 100 МГц с декадным шагом, количес