Борьба с флуктуационными, сосредоточенными и импульсными помехами.

ФЛУКТУАЦИОННЫЕ ПОМЕХИ

Борьба с флуктуационными помехами (шумами) является од­ной из центральных задач обеспечения помехоустойчивости систем радиосвязи. Флуктуационные помехи всегда присутствуют в канале радиосвязи и их невозможно полностью подавить из-за их физической природы. Выбросы флуктуационной помехи могут иметь значительную величину и ее порой трудно отличать от сиг­нала, даже в его отсутствие. Сдругой стороны, интерференция сигнала и помехи может привести к тому, что суммарное колебание окажется ниже порога регистрации и сигнал не будет зафик­сирован.

Для борьбы с флуктуационными помехами может использоваться любой из методов, рассмотренных в главе 4.2. Однако ниже остановимся главным образом на тех методах борьбы с флуктуационными помехами, которые позволяют увеличить среднюю мощность сигнала, поскольку качество связи определяется отношением средней мощности сигнала к мощности шума в полосе пропускания приемника.

Известно, что при передаче непрерывных сигналов средняя мощность передатчика оказывается значительно ниже максималь­ной. Самым очевидным способом повышения средней мощности сигнала в этом случае является сокращение динамического диапазона сигнала. Этого можно достичь путем преобразования не­прерывных сигналов в цифровые, а применительно к речевым сигналам, еще и клипированием или компандированием сигнала (см. главу 3.1.2).

В реальных средствах радиосвязи наиболее распространенным методом борьбы с флуктуационными помехами является фильтрация сигналов. Ниже остановимся на отыскании оптимальных условий фильтрации дискретных и непрерывных сигналов.

При фильтрации дискретных сигналов u _c1(t) и u _c2(t), которые могут представлять двоичный сигнал, условие оптимального приема при действии флуктуационных помех будет определяться неравенством [2]:

. (4.6)

В (4.6) сигнал x(t) на входе приемника представляет собой сумму переданного сигнала u_c (t) и помехи u_n(t) на конечном интервале 0 < t < Т.

Оптимальным приемником можно считать такой приемник, ко­торый воспроизводит переданный сигнал u_c(t) с наименьшим среднеквадратическим отклонением от принятого сигнала x(t).

В.А. Котельников предложил оценивать качество работы приёмника на основе минимума полной вероятности ошибки (см. главу 2 формулу (2.17)). Приёмник, работающий на этом принципе был назван идеальным приёмником, а сам критерий, положенный в основу оценки качества его работы, критерием идеального наблюдателя. На практике наибольшее распространение получили критерий идеального наблюдателя и критерий Неймана-Пирсона, в соответствии с которым приёмник минимизирует вероятность пропуска цели Р_пц при заданном значении вероятности ложной тревоги Р_лт. В дальнейшем будем придерживаться определения оптимальности приёмника в смысле Котельникова и определим структуру такого оптимального приёмника.

 

 

Одной из схем, реализующей условие (4.6), может быть схема приемника, приведенная на рис. 4.6. Такой приемник был пред­ложен В. Л. Котельниковым

 

В этом приемнике генераторы опорных сигналов Г₁ и Г₂ фор­мируют соответственно передаваемые сигналы u_c1, и u_c2. С вы­читающих устройств В сигналы вида х — и_с1, и х — и_сг поступа­ют на квадратирующие устройства KB и преобразуются к виду (х – и_с1)² и (х — u_c2)². Затем эти сигналы интегрируются на интервале Т и после интеграторов II колебания и подаются на решающее устройство РУ, представляющее собой схему сравнения и выбора.

Выражение (4.6) можно преобразовать к эквивалентному не­равенству, если выполнить операцию возведения в квадрат подын­тегральных выражений

,(4.7)

где — энергия сигнала.

 

Условие (4.7) можно реализовать с помощью схемы так на­зываемого оптимального порогового приемника (рис. 4.7).

 

Принимаемое колебание и разностный сигнал перемножаются (П), после чего результат интегриру­ется (И) и сравнивается с постоянным порогом, равным 0,5 (E₂-E₁).

Оптимальный пороговый приемник проще приемника В. А. Котельникова и его целесообразно применять в каналах с ад­дитивными помехами. В каналах же с переменными параметра­ми, где уровень сигнала все время изменяется, необходимо порог автоматически регулировать, что является недостатком.

При равенстве энергий сигналов (Е₂ = Е₁) этот недостаток устраняется, поскольку порог равен нулю и решающее устройст­во РУ выдает только лишь знак сигнала.

Следует заметить, что в случае E₂=E₁ в приемнике В. А. Котельникова отпадает необходимость в операции квадратирования и он преобразуется в корреляционный когерентный приемник (рис. 4.8), реализующий следующий алгоритм работы:

. (4.8)

 

Условие (4.8) можно также реализовать с помощью опти­мального приемника на согласованных фильтрах (рис. 4.9).

При отсутствии помех сигнал на выходе каждого согласован­ного фильтра с точностью до постоянного множителя совпадает с автокорреляционной функцией входного сигнала. При наличии помех напряжение на выходе каждого согласованного фильтра будет пропорционально функции взаимной корреляции принятого сигнала x(t) и переданного сигнала u _c(t).

Первый согласованный фильтр СФ1 выполняет операцию , а второй согласованный фильтр СФ2 — операцию , после чего напряжение с выхода каждого фильтра поступает на решающее устройство РУ.

Величина отклика на выходе согласованного фильтра и на выходе коррелятора при когерентном приеме одинакова и рав­на [3, 5].

. (4.9)

Из (4.9) следует, что отношение сигнал/шум на выходе опти­мального приемника не зависит от формы входного сигнала и ее можно выбирать из условия обеспечения наиболее эффективной борьбы с другими видами помех.

По существу, согласованный фильтр эквивалентен коррелято­ру. Однако реализовать согласованный фильтр, особенно для ШПС, труднее, чем коррелятор.

На практике при приеме дискретных сигналов широко исполь­зуется квазиоптимальная фильтрация, когда в приемнике приме­няются фильтры, согласованные с сигналом лишь по полосе. В случае приема узкополосных дискретных сигналов длительностью Т_с в зависимости от формы сигнала необходимо правильно выбирать амплитудно-частотную характеристику фильтра. Это имеет важное значение для получения максимального отношения сигнал/шум на его выходе. Сказанное иллюстрируется таблицей 4.1, в которой для различных по форме сигналов и АЧХ фильт­ров приведены максимальные нормированные значения отноше­ния сигнал/шум на выходе согласованных по полосе фильт­ров.

 

 

Таблица 4.1

Вид огибающей сигнала	ЛЧХ фильтра
Прямоугольная Прямоугольная Гауссова Гауссова	Прямоугольная Гауссова Прямоугольная Гауссова	1,37 0.72 0.72 0,63	0,91 0,94 0.94 1,0

 

В таблице 4.1 = — отношение сигнал/шум на выходе фильтра, согласованного на полосе с сигна­лом, а h ²₀ отношение сигнал/шум на выходе согласованного фильтра. Оптимальная полоса фильтра находится из соотношения

.

Из таблицы 4.1 видно, что при равенстве центральных час­тот сигнала и фильтра отношение сигнал/шум на входе решаю­щей схемы при квазиоптимальной фильтрации по сравнению с оп­тимальной фильтрацией снижается незначительно. В то же время реализовать фильтр, согласованный с сигналом по полосе, зна­чительно проще, чем согласованный фильтр. Этим, в частности, можно объяснить широкое применение в средствах радиосвязи фильтров, согласованных с сигналом только по полосе.

Рассмотрим некоторые особенности оптимального приема не­прерывных сигналов при действии флуктуационных помех.

В главе 4.2 уже отмечалось, что оптимальная линейная фильтрация непрерывных сигналов базируется на теории Колмо­горова-Винера, которая верна лишь для стационарных случайных процессов. Однако реальные непрерывные сигналы (телефонные,телеметрические, телевизионные и др.) не всегда являются ста­ционарными, что не позволяет решить задачу построения опти­мальных линейных фильтров на базе теории линейной фильтра­ции. В связи с этим на практике находят применение другие способы построения оптимальных приемников непрерывных сиг­налов.

Если бы передаваемый непрерывный сигнал был полностью известным, подобно тому, как это имеет место при передаче дис­кретных сигналов, то схемы оптимальных приемников для не­прерывных сигналов не отличались бы от рассмотренных выше схем оптимальных приемников. Однако при передаче непрерывных сигналов получатель информации находится в более тяжелых ус­ловиях, поскольку он располагает лишь некоторой информацией о сигнале. Ему могут быть известны рабочая частота, вид моду­ляции, ширина спектра сигнала и т. п. Остальную же информа­цию он должен получить путем анализа принятого сигнала за не­который предшествующий промежуток времени Т.

Анализ принятого колебания x(t) должен способствовать вос­произведению переданного сигнала u_c(t) с минимальным среднеквадратическим отклонением.

Оптимальный приемник путем анализа принятого сигнала x(t) вычисляет плотность распределения вероятностей для всех возможных реализаций передаваемых сигналов. Решение задачи сводится к тому, чтобы вычислить функцию плотности распреде­ления вероятностей.принятого сигнала x(t) за промежуток Т и выдать на выходе приемника ту реализацию передаваемого сиг­нала, для которой эта функция максимальна.

Нахождение плотности распределения вероятностей основано на вычислении взаимной корреляции между принятым колебанием x(t) и переданным ожидаемым сигналом u_c(t). Плотность рас­пределения вероятностей можно представить функцией [2]

,(4.10)

где N ₀ — постоянная спектральная плотность шума.

Так как сигнал u_c(t) неизвестен, то вместо сигнала следу­ет брать некоторое его оценочное значение v(t), которое в резуль­тате анализа колебания x(t) полагается близким к переданному сигналу. Поэтому приемник определяет не функцию h (u), а не­которую оценочную эквивалентную ей функцию h(v).

Поясним это положение. Если бы сигнал был полностью из­вестен, как это имело место при приеме дискретных сообщений, то с помощью коррелятора или оптимального фильтра была бы найдена именно функция h(u). При передаче же непрерывных со­общений сигнал известен не полностью. Могут быть известны, как уже отмечалось, только некоторые его параметры, такие, как ра­бочая частота, вид модуляции, ширина спектра и некоторые другие. Сам же передаваемый сигнал неизвестен. При этом сиг­нал меняется непрерывно со временем и может принять любую форму. Наблюдая за принятым колебанием x(t) за предшеству­ющий промежуток Т, приемник должен произвести оценку этого сигнала и вычислить оценочную функцию

, (4.11)

где v(t) — оценочное значение передаваемого сигнала на выхо­де приемника.

Для нахождения h (v) можно воспользоваться либо схемой следящего коррелятора (рис. 4.10), либо схемой, содержащей следящий фильтр, т. е. фильтр с переменными параметрами (рис. 4.11). Обе схемы имеют информационный канал, на выходе кото­рого формируется оценочное значение v(t) передаваемого сигна­ла u _с (t), а также канал обратной связи.

В схеме следящего коррелятора (рис. 4.10) обратный канал, содержащий управляющий элемент УЭ и генератор Г, служит для формирования опорного сигнала, подаваемого на перемножитель П, на вход которого поступает колебание x(t). Управляющий элемент служит для изменения модулируемого параметра рабо­чей частоты, формируемой генератором Г, в соответствии с ве­личиной v(t). Фильтр нижних частот ФНЧ используется в качест­ве интегратора на интервале наблюдения (F_в — верхняя частота в спектре передаваемого сигнала).

В схеме со следящим фильтром (рис. 4.11) посредством об­ратного канала, содержащего УЭ, изменяются параметры фильт­ра СФ в соответствии со значением v(t). Поскольку величина v(t) непрерывно меняется, то и параметры фильтра также непре­рывно изменяются, подстраиваясь под ожидаемый сигнал u _с(t).

Следящие оптимальные приемники являются нелинейными устройствами, поэтому теорию оптимального приема непрерывных сигналов следует рассматривать как теорию оптимальной нели­нейной фильтрации.

Следует отметить, что при действии в канале связи как ад­дитивной, так и мультипликативной помехи приемники, приве­денные на рис. 4.10 и 4.11, должны быть дополнены системами автоматической регулировки усиления и фазовой автоподстройкой частоты, а при изменяющейся величине N ₀ — устройством изме­рения и выравнивания помех.

Таким образом, при оптимальном приеме сигналов, передава­емых по каналам с переменными параметрами и непостоянным уровнем помех, в приемнике должно автоматически осуществ­ляться непрерывное слежение за формой сигнала и характером помехи, а это значит, что оптимальный приемник должен быть адаптивным.

СОСРЕДОТОЧЕННЫЕ ПОМЕХИ

В каналах радиосвязи кроме флуктуационной помехи с пос­тоянной спектральной плотностью N ₀ имеют место помехи, энер­гия которых сосредоточена в некоторой полосе частот. Помехи такого рода называются сосредоточенными по спектру. Они соз­даются всевозможными внешними источниками (соседними ра­диостанциями, генераторами помех и т. п.), а также могут по­рождаться каналом связи. Сосредоточенная помеха представляет собой колебание вида (4.4). Длительность сосредоточенной по спектру помехи Т_п может быть произвольной. Если Т _п, Т _с то основная энергия помехи сконцентрирована в полосе частот, меньшей или соизмеримой с полосой сигнала. При Т _п< Т _с спектр помехи простирается за пределами полосы частот сигнала.

Основные методы борьбы с сосредоточенными по спектру помехами основаны на частотной, пространственной и ампли­тудной избирательности, избирательности по форме сигналов, а также на интегральном приеме и согласованной фильтрации.

Частотная избирательность состоит в применении узкополосных режекторных фильтров. Удаление узкополосной помехи со­провождается подавлением полезного сигнала в этой же полосе частот, что ведет к его искажениям.

Амплитудная избирательность основана на подавлении помех в нелинейных элементах приемника, таких, как амплитудный ог­раничитель и детектор.

Пространственная избирательность заключается в строгой ориентации антенн корреспондентов друг на друга, а также в вы­боре места корреспондентов таким образом, чтобы помехи по воз­можности не попадали в створ диаграммы направленности ан­тенн.

Избирательность по форме сигналов предполагает использо­вание сигналов сложной структуры, что позволяет их в опреде­ленной мере отделить от сосредоточенных по спектру помех.

Интегральный прием заключается в усреднении сигнала и по­мехи в пределах длительности сигнала Т _с. Сигнал выделяется ин­тегрирующим фильтром с постоянной времени установления , что позволяет обеспечить линейность интегрирования. В конце каждого символа свободные колебания 'в интегрирующем фильтре гасятся, чтобы обеспечить равнозначные начальные ус­ловия для последующих символов.

При интегральном приеме помехи действуют на фильтр толь­ко в течение существования сигнала, что обеспечивает увеличе­ние превышения сигнала над помехой по сравнению с приемом на фильтр, согласованный со спектром сигнала. Кроме того, ин­тегральный прием позволяет устранить перекрытие спектров смеж­ных но времени символов, поскольку в конце каждого символа применяется принудительное гашение колебаний в интегрирую­щем фильтре.

Прием дискретных сигналов на согласованные фильтры при действии.сосредоточенных по спектру помех имеет некоторые особенности по сравнению с приемом в условиях флуктуационных помех. Эти особенности связаны с тем, что сосредоточенная по­меха, в отличие от флуктуационной, имеет неравномерный энер­гетический спектр. Согласованный фильтр, рассчитанный на по­меху с равномерным спектром, будет неоптимальным для.поме­хи с неравномерным спектром.

Для получения максимального отношения сигнал/помеха на выходе согласованного фильтра при действии сосредоточенной помехи необходимо правильно рассчитать его коэффициент пере­дачи с учетом как спектра сигнала так и спектра сосре­доточенной помехи .

Использование предварительных сведений о сосредоточенной помехе позволяет применить метод В. А. Котельникова, состоя­щий в приведении неравномерного спектра помехи к равно­мерному с постоянной спектральной плотностью N₀. Это достига­ется тем, что принятое колебание x(t)= u_c(t)+u_n(t) первоначаль­но поступает на линейный выравниватель с таким коэффициентом передачи, который позволяет неравномерный спектр помехи пре­образовать в равномерный. При этом сигнал также преобразует­ся, но для него оптимальным остается обычный согласованный фильтр, который рассчитан на помеху с равномерным спектром.

На практике линейный выравниватель и согласованный фильтр выполняется как единое устройство с заданным коэффи­циентом передачи.

ИМПУЛЬСНЫЕ ПОМЕХИ

Кроме флуктуационных и сосредоточенных по спектру помех в каналах радиосвязи действуют импульсные помехи. В диапазо­не частот ниже 15 МГц основной причиной, порождающей им­пульсные помехи, являются грозовые разряды. В более высоко­частотных диапазонах импульсные помехи создаются промыш­ленными установками, другими радиоэлектронными средствами, а также специальными импульсными генераторами.

Основными методами борьбы с импульсными помехами при приеме дискретных сигналов являются амплитудное ограничение, применение усилителей с переменным коэффициентом усиления и фильтром, а также использование согласованных фильтров, интегрального приема и корректирующих кодов. При использовании метода амплитудного ограничения может применяться неглубокое и глубокое ограничение импульсной по­мехи. При неглубоком ограничении приемное устройство содер­жит широкополосный усилитель, двухсторонний амплитудный ог­раничитель и решающую схему (сокращенно ШОР). Уровень ог­раничения выбирается выше максимального значения суммарного напряжения сигнала и флуктуационной помехи. Это позволяет приемнику при отсутствии импульсной помехи работать в режиме линейного усиления и лишь при появлении импульсной помехи переходить в нелинейный режим.

Информационные сигналы следует выбирать максимально от­личающимися по форме от импульсных помех, при этом сигналы должны иметь малый пик-фактор. В этом случае облегчается автоматическое регулирование уровня ограничения. В каналах, где действуют сосредоточенные помехи, схему ШОР применять нецелесообразно в силу ее сильной чувствительности к такому виду помех.

При использовании метода глубокого амплитудного ограниче­ния в приемнике необходимо применять широкополосный усили­тель, двухсторонний ограничитель, узкополосный усилитель и второй двухсторонний ограничитель (сокращенно ШОУО). Здесь не нужна автоматическая регулировка уровня ограничения, что упрощает схему.

Широкая полоса усилителя позволяет сохранить минималь­ным участок поражения сигнала импульсной помехой, поскольку полоса согласована с длительностью помехи и ее фронт остается крутым. Напомним, что сужение полосы приводит к ухудшению фронтов импульса и увеличению его длительности, в результате чего пораженный участок сигнала возрастает.

После широкополосного усилителя сигнал и импульсная поме­ха поступают на двухсторонний ограничитель. В фильтре узко­полосного усилителя происходит дальнейшее подавление им­пульсной кратковременной помехи, поскольку фильтр согласован с сигналом по спектру. Чем больше отношение полосы широко­полосного усилителя к полосе узкополосного усилителя, тем боль­ший выигрыш дает схема ШОУО в помехоустойчивости. Однако если длительность импульсов помехи соизмерима с длитель­ностью сигнала или импульсы помехи следуют с большой часто­той, то эффективность схемы ШОУО резко падает.

Рассмотрим применение усилителей с переменным коэффици­ентом усиления и фильтром для борьбы с импульсными помехами.

Короткий импульс помехи в контурах приемника вызывает отклик на их резонансной частоте. В результате на выходе при­емника напряжение импульсной помехи будет иметь вид синусоиды с огибающей помехи, длительность и форма которой опре­деляются параметрами контуров приемника.

Для подавления такой помехи можно применить схему, сос­тоящую из амплитудного выравнивателя, представляющего собой четырехполюсник с переменным во времени коэффициентом уси­ления, и подключенного на его вход фильтра. В зависимости от амплитуды помехи на входе четырехполюсника его коэффициент усиления изменяется так, чтобы амплитуда помехи на выходе че­тырехполюсника в течение длительности информационного сигна­ла оставалась неизменной.

С выхода амплитудного выравнивателя помеха, теперь уже с постоянной амплитудой, и сигнал поступают на фильтр, согласо­ванный со спектром сигнала.

В целом схема усилителя с переменным коэффициентом уси­ления (амплитудным выравнивателем) и фильтром представля­ют собой согласованный фильтр, коэффициент передачи которого должен строго изменяться обратно пропорционально уровню по­мехи. Создать такой согласованный фильтр довольно трудно, по­этому в средствах радиосвязи для борьбы с импульсными помеха­ми применяют более простые схемы, реализующие способ стира­ния части сигнала, пораженного импульсной помехой. К таким схемам, в частности, относится схема мгновенной автоматической регулировки усиления, которая резко уменьшает усиление прием­ника или даже запирает его на время действия кратковременных импульсных помех.

В заключение данной главы отметим, что приемники, опти­мальные для флуктуационных помех, не являются оптимальными для сосредоточенных по спектру и импульсных помех. Создание оптимальных приемников для борьбы с сосредоточенными и им­пульсными помехами связано с выполнением устройств, автома­тически следящих за помеховой обстановкой и приспосабливаю­щихся к ней. Такие приемники называются адаптивными и они могут быть более эффективными, чем оптимальные приемники, при борьбе с флуктуационными помехами.

 

 

ВОПРОСЫ ДЛЯ САМОПРОВЕРКИ

 

1. Приведите классификацию помех.
2. Поясните основные методы борьбы с помехами.
3. Что понимается под оптимальной обработкой сигнала в приёмном устройстве?
4. Какие фильтры называют согласованными?
5. В чём сущность корреляционного метода и всегда ли он эффективен?
6. Когда целесообразно применять метод накопления?
7. Назовите методы борьбы с флуктуационными помехами.
8. Нарисуйте структурную схему «идеального» приёмника В.А. Котельникова.
9. Что такое критерий идеального наблюдателя?
10. Какова структура оптимального приёмника на согласованных фильтрах?
11. Поясните основные методы борьбы с сосредоточенными помехами.
12. Нарисуйте схему следящего коррелятора.
13. Приведите основные методы борьбы с импульсными помехами.
14. Почему адаптивные приёмники более эффективны, чем оптимальные приёмники?

Литература: [ЭУ, 2, 10].

ЗАДАЧИ И УКАЗАНИЯ

 

Задача 1

 

В системах радиосвязи, работающих на сверхвысоких частотах, мощность флуктуационной помехи определяется шумовой температурой Т_ш.

Найти мощность шумов при Т_ш=100⁰К с учётом эффективной полосы пропускания приёмника ΔF_эф=200 кГц.

 

Указания

1. Считать в полосе пропускания приёмника спектральную плотность помехи постоянной.

1. Расчёт мощности шумов осуществляется с учётом формул (4.2) и (4.3).

 

Задача 2

 

По радиоканалу с флуктуационными помехами передаётся сигнал длительностью Т_с=20 мс и мощностью Р_с=1 Вт.

Найти величину отклика на выходе коррелятора при когерентном приёме, если эффективная полоса приёмника ΔF_эф=1 кГц, а мощность помехи Р_п=10 мВт.

 

Указания

 

1. При расчётах пользоваться формулами (4.2), (4.3) и (4.9).
2. Энергия сигнала Е_с=Р_с·Т_с.