Тема 1. 1 електронні підсилювачі. Основні характеристики і показники

Тема 1.1 Електронні підсилювачі. Основні характеристики і показники

Мета і зміст предмету

Структура підсилювача

Класифікація

Основні показники

Тема 1.2 Основні технічні показники й характеристики аналогових пристроїв.

Амплітудна характеристика(АХ), амплітудно-частотна характеристика (АЧХ) та фазова характеристика (ФХ) підсилювача.

Робочий частотний діапазон. Чутливість і динамичний діапазон підсилювача.

Перешкоди.

Лінійні спотворення та нелінійні спотворення в підсилювачі.

Власні перешкоди.

При відсутності сигналу на вході підсилювача на його виході діє деяка (невелика) напруга. Ця напруга обумовлена в основному власними перешкодами підсилювача. Розрізняють наступні види перешкод:

ФОН – називають напругу на виході підсилювача, яка обумовлена недостатньою фільтрацією пульсуючої напруги джерела живлення, що працює від мережі змінного струму. Фон можна зменшити, якщо збільшити фільтрацію пульсацій, застосувати негативний зворотний зв'язок, живити перші каскади підсилювача від джерел постійного струму.

НАВЕДЕННЯ (наводки) - утворюються через паразитні електричні, магнітні, гальванічні або електромагнітні зв'язки ланцюгів підсилювача з джерелами перешкод. Джерелами перешкод можуть бути інші могутні підсилювачі (особливо трансформаторні), мережа змінного струму, двигуни внутрішнього згорання, електрозварювання і т.д. Для боротьби з наведеннями застосовують електричне і магнітне екранування, використовують розв'язуючі фільтри в джерелах перешкод, негативний зворотний зв'язок в підсилювачах, петля якої охоплює місце проникнення перешкоди.

МІКРОФОННИЙ ЕФЕКТ - є перетворенням механічних коливань елементів підсилювача або підсилювального елементу (ПЕ) в електричні коливання, що проходять на вихід підсилювача. Мікрофонний ефект сильно виявляється в лампових підсилювачах. У транзисторів він виражений слабо. Мікрофонний ефект звичайно усувається раціональною конструкцією елементів підсилювача, надійнішим кріпленням, демпфуванням, тобто збільшенням маси окремих елементів, і застосуванням амортизуючих пристроїв.

Фон, наведення, мікрофонний ефект можна зменшити до будь-яких заданих значень. Теплові шуми і шуми підсилювального елементу принципове неустраніми.

ТЕПЛОВІ ШУМИ – обумовлені тепловим безладним (випадковим) рухом в об'ємі провідника (або напівпровідника) вільних носіїв зарядів (електронів). З рухом зарядів пов'язаний випадковий струм в провіднику. В результаті на кінцях провідника, що володіє деяким опором, створюється напруга, що не підкоряється якому-небудь певному закону (напруга шумів).

Шумові напруги, через свою випадковість, мають самі різні частоти і фази і тому практично охоплюють всю смугу частот підсилювача. Отже, із збільшенням смуги пропускання підсилювача рівень шуму зростає. Крім того, шум тим більше, чим більше температура і більше величина опору ланцюга, який створює напругу теплових шумів. При температурі 20-25⁰С шумова напруга визначається по формулі

U_т.ш ≈0,13 (f_в – f_н)R,

де U_т.ш – напруга теплових шумів, мкВ;

f_в і f_н - вища і нижча частоти, що пропускаються ланцюгом, КГц;

R – активна складова опору ланцюга в смузі частот від f_в до f_н, КОм.

Шуми підсилювального елементу в основному складаються з наступних складових:

Дробові шуми – пов'язані з випадковим потоком дискретних носіїв зарядів (дробовий ефект).

Шуми струморозподілення – пов'язані з випадковим перерозподілом струму між електродами підсилювального елементу.

Миготливі або надмірні шуми – пов'язані з нерівномірним вильотом носіїв зарядів з окремих ділянок катода і деформацією кристалічних грат в транзисторах.

Найбільшими шумами володіють лампи, найменшими – польові транзистори.

Рівень шумів транзисторів звичайно оцінюють коефіцієнтом шуму, виразимим в децибелах і показуючим, на скільки децибел включений в ланцюг транзистор підвищує рівень шумів в порівнянні з тепловими шумами ланцюга.

 

Спотворення -це зміна форми сигналу на виході підсилювача в порівнянні з формою ЕРС джерела сигналу або формою на вході підсилювача. Залежно від причин, що викликають зміну форми сигналу на виході підсилювача, розрізняють лінійні і нелінійні спотворення.

Лінійні спотворення обумовлені впливом реактивних елементів підсилювача – ємностей і індуктівностей, опори яких залежать від частоти. Ці спотворення мають місце в лінійному підсилювачі (підсилювачі слабких сигналів), тобто їх поява не пов'язана з нелінійністю елементів підсилювача. Лінійні спотворення в підсилювачах гармонійних і імпульсних сигналів оцінюють по-різному. Форма сигналу на виході лінійного підсилювача гармонійних сигналів може відрізнятися від форми сигналу на його вході в двох випадках:

1Гармонійні складові вхідного сигналу підсилюються в підсилювачі неоднаково, оскільки К_U залежить від частоти. Зміни форми сигналу, обумовлені залежністю від частоти тільки модуля комплексного коефіцієнта підсилення, називають амплітудно-частотними спотвореннями.

2. Фазові зрушення, що вносяться підсилювачем, змінюють взаємне зміщення в часі гармонійних складових вхідного сигналу, тобто фазові зрушення в підсилювачі залежать від частоти. Зміни форми вихідного сигналу, обумовлені залежністю від частоти лише аргументу комплексного коефіцієнта підсилення, називають фазочастотними спотвореннями_.

Амплітудно-частотні спотворення можна оцінити по амплітудно-частотній характеристиці (АЧХ). Це залежність від частоти модуля комплексного коефіцієнта підсилення при дії на вході підсилювача гармонійного сигналу.

Ідеальна АЧХ, при якій не виникають амплітудно-частотні спотворення, зображена на рис.2.2 штриховою лінією, паралельної горизонтальної осі. Реальна АЧХ підсилювача звукових частот показана на тому ж малюнку кривої 1, з якої видно, що на дуже малих і великих частотах коефіцієнт підсилення зменшується.

Отже, амплітудно-частотні спотворення обумовлені нерівномірністю АЧХ в діапазоні робочих частот підсилювача. Область АЧХ, в якій К_U практично не залежить від частоти, називають областю середніх частот. Нижньої f_нч або верхньою f_вч граничною частотою називають частоту, на якій К_U зменшується до заданого (допустимого) значення щодо коефіцієнта підсилення на середніх частотах К_{U ср.} Область частот від f_нч до f_вч називають робочим діапазоном частот (смугою пропускання підсилювача). За середню частоту звичайно приймають

f_ср ≈ √ f_нч ∙ f_вч. Для підсилювачів звукової частоти звичайно

f_ср ≈ 400 Гц або 1 кГц. Область АЧХ, де розташована частота f_нч або f_вч , називають відповідно областю нижніх або верхніх частот.

Для порівняння АЧХ підсилювачів з різними значеннями К_{U сер} (криві 1 і 2 на рис.2.2.) або для оцінки змін АЧХ підсилювача при змінах К_U зручно користуватися нормованою АЧХ. Вона є залежністю від частоти відношення модуля коефіцієнта підсилення на деякій частоті К_{U (f)} до коефіцієнта підсилення на середніх частотах:

Y = [К_U (f)] / К_{U сер}.

Нормована АЧХ підсилювача (крива 2 на рис.2.3) забезпечує менші частотні спотворення (в порівнянні з кривою 1).

На практиці для кількісної оцінки АЧХ часто використовують коефіцієнт частотних спотворень

М= К_{U сер}/ К_U (f)= 1/ Y.

На частотах, де М=Y=1, амплітудно-частотні спотворення відсутні. Чим більше М або Y відрізняється від одиниці, тим більше спотворення. У техніці радіо- і проводному зв'язку прийнято амплітудно-частотні спотворення виражати в логарифмічних одиницях:

М_ДБ=20 lg М; Y_ДБ=20 lg Y= -20 lg М = - М_[ДБ].

Частіше вибирають М= √ 2 = 1,41. Y=1/√ 2 = 0,707.

Фазочастотні спотворення оцінюють по фазочастотної характеристиці (ФЧХ).

При φ>0 вихідна напруга випереджає вхідна, при φ<0 вихідна напруга відстає від вхідної.

Не створююча спотворень форми сигналу ФЧХ є лінійною залежністю фазового зсуву від частоти:

φ(ω)= -t_з ω= - 2π t_зf.

Така ідеальна ФЧХ приведена на рис.2.5 штриховою лінією. Кутом нахилу цієї лінії, що проходить через початок координат, визначається груповий час запізнювання tз сигналу на виході підсилювача. При цьому всі спектральні складові вхідного сигналу запізнюються на однаковий час t_з. Якщо пряма пропорційність порушується, тобто ФЧХ стає нелінійною, то різні спектральні складові вхідного сигналу запізнюватимуться на різний час і форма вихідного сигналу спотворюватиметься.

Перехідні спотворення. Оцінюють за перехідною характеристикою, як дає можливість визначити перехідні спотворення, які в області малих часів характеризуються фронтом вихідної напруги і оцінюються часом установлення і викидом фронту.

Лінійні спотворення в підсилювачах імпульсних сигналів називають перехідними спотвореннями. Оцінюються вони по перехідній характеристиці підсилювача. Реальна ПХ зображена на рис.2.8. Штриховою прямою показана ідеальна ПХ підсилювача, що не містить реактивних елементів.

Ідеальна ПХ відрізняється від одиничної функції лише постійним множником, рівним коефіцієнту підсилення «ідеального» підсилювача. Для оцінки перехідних спотворень порівнюють реальну ПХ з ідеальною.

Перехідні спотворення розділяють на два види: спотворення початку або фронту імпульсу і спотворення плоскої вершини імпульсу

Нелінійні спотворення. Зміни форми сигналу, обумовлені нелінійністю характеристик елементів підсилювача, називають нелінійними спотвореннями. Нелінійні спотворення в підсилювачах в першу чергу пов'язані з нелінійністю вольт-амперних характеристик ПЕ і діодів, особливо у вихідних каскадах. Нелінійні спотворення по-різному оцінюють в підсилювачах гармонійних і імпульсних сигналів.

Спотворення гармонійних сигналів. Нехай на нелінійну ВАХ ПЕ (рис.2.10) діє одна синусоїдальна напруга u_вх з частотою f.

Форма вихідного струму і ПЕ через нелінійність характеристики стає несинусоїдальною (нижній напівперіод струму помітно змінюється).

Чим більше нелінійність підсилювача, тим сильніше спотворюється їм синусоїдальна напруга, що подається на вхід. Відомо (теорема Фурье), що всяка несинусоїдальна періодична крива може бути представлена сумою гармонійних коливань основної частоти і вищих гармонік. Таким чином, в результаті нелінійних спотворень на виході підсилювача з'являються вищі гармоніки, тобто абсолютно нові коливання, яких не було на вході. Ступінь нелінійних спотворень оцінюють величиною коефіцієнта нелінійних спотворень (коефіцієнта гармонік).

Під коефіцієнтом гармонік розуміють відношення усередненої квадратичної суми вищих гармонік до першої гармоніки, тобто відношення діючого значення всіх вищих гармонік до діючого значення першої гармоніки струму, %

Де І_n - діючі значення відповідних гармонік струму;

U_mn – амплітудні значення відповідних гармонік напруги.

Вимоги до k_г залежать від призначення підсилювача. Мінімальним коефіцієнт гармонік повинен бути в групових підсилювачах багатоканального зв'язку (десяті частки відсотка). У підсилювачах звукових частот κ_г<0,2…0,5%.

 

 

Режим спокою.

Задання робочої точки.

Задача.

Ек=10В R_Б=(Е_К - U_ОБ)/ І _ОБ; І _ОБ = І_ОК/ β=1∙10^-3 А/100=0,01 мА

U_К=5В R_Б=(10-0,6)/0,01∙10^-3 А=930 КОм.

І_ОК=1 мА R_К=(Е_К – U_К)/ І _ОК; R_К- це навантаження на якому

β=100 виділяється корисний сигнал; R_К=(10-5)В/1∙10^-3 А=5 кОм. Одна з них зображена на рис.3.7 (вважаємо джерело вхідного сигналу умовно закороченим).

 

Спосіб задання зміщення фіксованою напругою (рис.2). Необхідна напруга зміщення U_Б0 забезпечується за допомогою дільника напруги R₁ і R₂ в ланцюзі бази.Подача зміщення фіксованою напругою пригодна для каскадів, працюючих в режимах класів А, В, менш економічна через витрати потужності в дільнику R₁ і R₂.

Із схеми видно, що Е_К = І _д ∙ R₂+ І _д ∙ R₁+І _Б0 ∙ R₁, де І _д - струм дільника. Звідси,

І _д = (Е_К - І _Б0 ∙ R₁)/(R₁+R₂). Оскільки U_Б0 = І _д ∙ R₂ , маємо

U_Б0= (Е_К - І _Б0 ∙ R₁) ∙ R₂ /(R₁+R₂) (1)

З (1) видно, що чим більше І _д по рівнянню з І _Б0, тим менше напруга зміщення U_Б0 залежить від параметрів транзистора. При І _д >> І _Б0, із (1) отримаємо І _д ≈ Е_К / (R₁ + R₂ ); U_Б0 ≈ Е_К ∙ R₂ /(R₁+R₂), тобто зміщення є фіксованим і залежить тільки від напруги джерела живлення Е_К і від опорів дільника R₁ і R₂.

R₁ =(Е_К – U_Б0)/(І _д + І _Б0); R₂ =U_Б0 /І _д; І _д = (3…5)∙ І _Б0;

Задача.

Дано:

Ек=10В R₁ =(Е_К – U_Б0)/(І _д + І _Б0); R₂ =U_Б0 /І _д; І _д =5∙І _Б0;

І_К0=5В І _Б0 = І _К0 / β=0,02 мА; R₁ =(10-0,7)В/(5∙0,02∙10^-3+0,02∙10^-3)=

β=50 =93КОм; R₂ =0,6/5 ∙0,02∙10^-3=77,5 КОм.

U_Б0=0,6В

Ці схеми зміщення нестабілізовані. При фіксованих струмах і напругах точка спокою у транзисторі не постійна.

 

Типи динамічних характеристик

Динамічною характеристикою підсилювального каскаду називають залежність між миттєвими значеннями струмів і напруг в його ланцюгах за наявності опору навантаження у вихідному ланцюзі; графічно — це лінія, по якій переміщюється робоча точка підсилювального елементу в робочих умовах. Існують різні типи вихідних, вхідних, прохідних і наскрізних динамічних характеристик. При аналізі і розрахунках підсилювальних каскадів звичайно використовують лише вихідні і наскрізні динамічні характеристики. Оскільки майже завжди опір зовнішніх ланцюгів ПЕ для постійного і змінного струмів різний, динамічні характеристики каскаду для постійного струму відрізняються від його динамічних характеристик змінного струму.

 

Вихідні динамічні характеристики

Вихідні динамічні характеристики широко використовують при розрахунку як лампових, так і транзисторних каскадів. До вихідних динамічних характеристик відносяться лінії навантажень, що є залежністю вихідного струму від напруги між вихідними електродами для різних значень вхідної напруги або вхідного струму і вони можуть бути різними для постійної і змінної складових струму.

Лінію навантаження каскаду для безмежно повільних змін струму і напруги, що визначається опором вихідного ланцюга постійному струму R=, називають лінією навантаження постійного струму.

Лінію навантаження каскаду для частот сигналу, яка визначається опором вихідного ланцюга змінному струму Z, називають лінією навантаження змінного струму.

Їївикористовують при розрахунку каскадів потужнього підсилення для графічного визначення віддаваємих каскадом потужності, струму і напруги сигналу, споживаної потужності від джерела живлення, а в лампових підсилювачах - і для розрахунку коефіцієнта гармонік каскаду. Опір вихідного ланцюга підсилювального елементу змінному струму Z для смуги частот підсилюваного сигналу має активну R~ і реактивну X складові, тобто може бути активним, комплексним або реактивним. Проте в схемі каскаду опір в більшій частині смуги робочих частот практично активний, тому лінію навантаження змінного струму звичайно будують для активного опору навантаження вихідного ланцюга змінному струму R~.

Залежно від схеми каскаду активний опір вихідного ланцюга підсилювального елементу змінному струму R~ може бути рівний опору цього ланцюга постійному струму R=, менше або більше його, а тому лінія навантаження каскаду для постійного струму звичайно відрізняється від його лінії навантаження для змінного струму.

Якщо на керуючий електрод підсилювального елементу окрім зміщення подати і сигнал, струм у вихідному ланцюзі, зміниться і його миттєве значення i_вих будет равно сумме І₀ + Δi_вих., де Δi_вих. - миттєве значення струму сигналу у вихідному ланцюзі.

Напруга між вихідними електродами підсилювального елементу в цьому випадку

u_вых = Е – (І₀ · R₌ + Δi_вих. · R_~ ) = U₀ - Δi_вих. · R_~ (2)

де U₀ = Е –І_К0 · R_=,

R_~ - опір навантаження вихідного ланцюга змінному струму (струму сигнала).

Вираз (2) є рівнянням лінії навантаження змінного струму; у координатах u_вых, i_вих це пряма лінія, яка називається прямою навантаження змінного струму.

Для підсилювального каскаду на БТ

u_КЕ = Е_к –І_К0 · R_к= - Δi_К. · R_н~ = U_КЕ0 - Δi_К. · R_н~.

При відсутності сигналу вихідна напруга u_КЕ = U_КЕ0, при дії вхідного сигналу у вихідному ланцюгу поряд з постійною складовою діє змінна складова сигналу.

Побудуємо пряму навантаження змінному струму. При Δi_К. = 0 пряма навантаження проходить через точку спокою з координатами І_К0 і U_КЕ0,

Отже, прямі навантаження постійного і змінного струмів при активному опорі навантаження R_н~ завжди перетинаються у точці спокою.

При u_КЕ =0 змінна складова струму колектора Δi_К. = U_КЕ0 /R_н~, відкладая це значення по осі ординат у верх від значення струму спокою І_К0, отримаємо другу точку прямої навантаження. З'єднав цю точку з точкою спокою побудуємо пряму навантаження за змінним струмом.

При зміні точки спокою рівняння вихідної динамічної хар-ки не змінюється, а отже пряма навантаження змінного струму переміщується паралельним переносом в нову точку спокою.

Порівнюя прямі навантаження за постійним і змінним струмом, можна заметить, що в резисторном каскаді пряма навантаження змінного струму більш крутіше ніж постійного (так як R_к= - >R_н~ ).

Задача.

Дано:

Ек=10В R_К = Ек - U_ОК /(І_ОК+ І_ОБ)=(10-6)/(2+0,04)=2 кОм

І_ОК=2 мА І_ОБ = І_ОК / β = 2/50 = 0,04 мА

U_ОК=6В R_Б = (U_ОК - U_ОБ) / І_ОБ = (6-0,6)/0,04 = 132,5 кОм

β=50 U_ОБ = 0,06 В

 

Емітерна термостабілізація

У підсилювачах за схемою зі СЕ послідовно з емітером транзистора вмикається резистор R_Е, шунтований конденсатором С_Е (рис.3.12).

Розглянемо як резистор R_Е стабілізує режим спокою, скориставшись рівняннями:

U_д = U_Б0 + І_Е0 R_Е, (1) звідки U_Б0= U_д - І_Е0R_Е, (2)

При зростанні температури транзистора, збільшується його коефіцієнт передачі β, що призводить до зростання колекторного струму спокою І_ОК = β І_ОБ, а отже, і струму емітера І_Е0 = (І_ОК +І_ОБ). Падіння напруги на R_Е збільшується, а це, виходячи з (2), викликає зменшення U_ОБ , що зменшить І_ОБ, а значить і І_ОК (приблизно до попереднього значення).

Таким чином, відхилення І_ОК від заданого значення припиняється за рахунок наявності в схемі R_Е. Але R_Е створює від'ємний зворотний зв'язок за струмом, тобто в еміторі з'являється сигнал, який протидіє вхідному сигналу.

Коефіцієнт підсилення через це значно зменшується.

Щоб усунути протидію R_Е вмикають С_Е. Конденсатор С_Е забезпечує вимкнення від'ємного зворотного зв'язку за вхідним сигналом. Його ємність визначається зі співвідношення 1/ω_н С_Е << R_Е,

де ω_н – нижня границя діапазону робочих частот підсилювального сигналу.

Для ПЗЧ С_Е обирають одиниці або десятки мікроФарад. З підвищенням частоти емність пропорційно зменшується.

При зменшенні температури струм І_ОК також практично не змінить свого значення.

Звичайно, задають R_Е = (0,1…0,2) R_К.

 

Задача

Дано:

Ек=10В R₁ =(Е_К – U_Б0)/(І _д + І _Б0); R₂ =U_Б0 /І _д; І _д =5∙І _Б0;

І _К0 =1мА І _Б0 = І _К0 /β; R_К =(Е_К – U_К0)/І _ОК); R_Е =U_Б0 /І _Е;

β=50 І _Е0 = І _Б0 + І _К0 ;

U _К0 =6В

 

Складені транзистори

Складеним транзистором називається комбінації з двох і більше трнзисторів, з'єднаних так, що у цілому конструкція, як і одиночний транзистор, має три зовнішніх виводи і застосовують для значного підвищення коефіцієнта підсилення за струмом.

Складені транзистори широко використовуються в підсилювальній техніці: у аналогових інтегральних схемах, в сучасних підсилювачах з безтрансформаторним двотактним виходом, в емітерних повторювачах з великими вихідними струмами і т.д.

Схема (пара) Дарлінгтона - найчастіше використовується і виконана на транзисторах одного типу провідності.(рис.а).

 

в)

 

 

Схему Дарлінгтона можна включати зі СЕ, СК, СБ, використовуючі при цьому транзистори p-n-p i n-p-n типу. Найбільший ефект дає включення складеного транзистора за схемою зі СЕ і СК; у схемі зі СБ підсилення пари Дарлінгтона мало відрізняється від підсилення звичайного транзистора.

На схемі а) вхідний струм є струмом бази першого транзистора. Після підсилення останнім у β₁ разів він подається у базу другого транзистора, яким підсилюється ще в β₂ разів. У результаті загальний коефіцієнт підсилення за струмом становить

β = β₁ · β₂.

Дійсно, І_б2= І_Е1=(h_21е1+1) І_б; І_К = h_21е1 І_б + h_21е1 І_б2,

де h_21е1 = І_К1 / І_б, h_21е2 = І_К2 / І_б2 - коєффициенти підсилення за струмом схеми зі СЕ першого і другого транзисторів відповідно. Тоді еквівалентний коефіцієнт підсилення за струмом пари Дарлінгтона

h_21е = І_К / І_б =[h_21е1 І_б+h_21е2 (h_21е1 +1) І_б ]/ І_б = h_21е1 + h_21е2 + h_21е1 h_21е2, тобто еквівалентний коефіцієнт підсилення за струмом практично рівний добутку коефіцієнтів підсилення транзисторів h_21е1 і h_21е2.

Якщо транзистори в парі Дарлінгтона однакові, то h_21е ≈ h_21е1 ≈ h_21е2.

Таку схему широко застосовують як у дискретному виконанні, так і в інтегральному. На рис. в), наведено еквівалентну схему потужного транзистора КТ829, що має β ≥ 750.

Тут резистори R ₁ i R ₂ забезпечують відведення від бази зворотного струму колекторних переходів, а діод VD захищає структуру від дії зворотної напруги.

Схема складеного транзистора, виконаного на транзисторах різного типу провідності – схема Шиклаї, наведена на рис. в). Її особливості є те, що тип провідності конструкції у цілому визначається типом провідності першого транзистора. У даному разі ми маємо еквівалент транзистора p - n -p - типу.

h_21е = h_21е1 + h_21е1 h_21е2 ≈ h_21е1 h_21е2, практично рівний еквівалентному коефіцієнту підсилення за струмом пари Дарлінгтона.

 

Каскодна схема. Варіантом складеного транзистора є каскодна схема, що є послідовним включенням за змінним струмом двох транзисторів (рис.4.9).

Вхідний транзистор VT1 включений по схемі зі СЕ, вихідний – по схемі зі СБ. Вихідний струм такого складеного транзистора І_К2 = h_21б2 І_Е2 = h_21б2 І_К1 = h_21б2 (h_21б1 І_Е1).

Тоді еквівалентний коефіциент підсилення за струмом

h_21б = І_К2 / І_Е1 = h_21б1 h_21б2.

Отже, коефіциент підсилення емітерного струму при каскодному з'єднанні мало відрізняється від відповідного коефіциента підсилення одного транзистора VT1. Вхідний опір каскодного підсилювача визначається вхідним опором транзистора VT1 і не залежить від опору навантаження.

Каскодна схема в порівнянні із звичайним підсилювальним каскадом за схемою зі СЕ не дає виїграша по коефіцієнту підсилення і по вхідному і вихідному опорах. Проте він володіє найважливішою перевагою - слабким зв'язком між виходом і входом такого складеного транзистора.

 

Диференційний підсилювач

Диференційним підсилювачем (ДП) називається підсилювач, який працює по принципу збалансованої мостової схеми і підсилює різницю двох напруг.

Балансні ППС будуються на основі чотириплечого моста з пара­лельним балансом, схема якого наведена на рис. 4.3.

 

 

Рис. 4.3 -Чотириплечий міст

Умова балансу моста: R1/R2 = R3/R4. Тут U₁₂ = 0.

Напруга на виході мосту не за­лежить від змін напруги живлення чи від пропорційних змін параметрів плечей.

 

Рис.2

Схема з симетричними Схема з симетричним входом Схема з несиметричним входом входом і виходом і несиметричним виходом і симетричним виходом, несимет-

ричним входом і виходом

Рис.3 Рис.4 Рис.5

Коефіцієнт підсилення ДП залежить від способу підключення вхідного сигналу та навантаження:

1) з симетричними входом і виходом - вхідна напруга подається одночасно на обидва входи і навантаження підключається між виходами VT1 і VT2 (рис.3); такий ДП використовується як проміжний в трьохкаскадних ППТ і операційних підсилювачах або як вхідний;

2) з симетричним входом і несиметричним виходом - вхідна напруга подається на обидва входи, а навантаження підключається до одного з виходів схеми і до корпусу (рис.4); подібний ДП застосовується як проміжний в трьохкаскадних операційних підсилювачах

3) з несиметричними входом і симетричним виходом- вхідна напруга подається тільки на один із входів, а навантаження підключається між виходами VT1 і VT2 (використовується U_ВИХ.Д - рис.5); він може застосовуватися як вхідний в трьохкаскадних ППТ і операційних підсилювачах

4) з несиметричними входом і виходом- навантаження підключається до одного з виходів схеми (використовується U_ВИХ2 - рис.5); (вхід VT2 транзистора (база) в загальному випадку заземлен за змінним струмом.

Визначимо показники ДП при його включенні з симетричним і входом і виходом (рис.3). Розрізняють дію на ДП протифазного і синфазного сигналів.

В ДП вхідні напруги подаються в базові кола транзисторів, а вихідна напруга знімається між колекторами транзисторів, тобто вихідна напруга на симетричному виході пропорційна диференційному (різницевому) вхідному сигналу або сумі протифазних напруг

U_ВИХ.Д = К_U (U_ВХ1 - U_ВХ2)= К_U U_ВХ.Д. U_ВХ.Д = U_ВХ1 - U_ВХ2

Отже, U_ВИХ.Д не залежить від абсолютного значення напруги вхідних сигналів, а визначається їх різністю. Оскільки на транзистори VT1 і VT2 (рис.2) діють протифазні напруги, то струми емітерів цих транзисторів також змінюються в протифазі. Прирощення одного струму буде компенсуватися прирощенням другого, через резистор R_Е протікає тільки постійний струм І₀ = І_Е1 + І_Е2 ≈ 2І_{Е .}

При дії на ДП протифазних сигналів змінна напруга на R_Е відсутня, ВЗЗ через наявність R_Е також відсутній.

Якщо параметри транзисторів диференційного підсилювача рівні, і

Rк = Rк₁ = Rк₂, то К_UД = К_U1 = К_U2= U_{ВИХ Д} / U_ВХД = ≈ h_21Е Rк/ h₁₁

Вхідний опір диференційного підсилювача з симетричним входом дорівнює:

R_{ВХ Д} = U_{ВХ Д} / І_ВХ = (U_ВХ1 + U_ВХ2) / І_б = 2 R_{ВХ Е} = 2 h₁₁

Вихідний опір R_{ВИХ Д} ≈ 2 Rк

При дії на ДП синфазного сигналу обидва транзистори працюють на R_Е як би паралельно, тобто при дії вхідного сигналу обидва транзистори відкриваються. Їх вхідні струми, а, отже, і струми емітерів одночасно збільшуються. В результаті через R_Е матиме місце подвійний приріст струмів емітерів і на R_Е з'явиться напруга. Ця напруга є для транзисторів VT1 I VT2 напругою послідовного ВЗЗ за струмом, яка змінює вхідний опір і коефіцієнт підсилення ДП.

Якщо схема повністю симетрична, при дії синфазного сигналу зміна струмів колекторів плеч ДП буде рівна і рівна зміна напруг U_ВИХ1 i U _ВИХ2. Тому на симетричному виході ДП U_ВИХ.Д =0, тобто синфазний сигнал повністю знищується.

Важливим показником ДП є коефіцієнт підсилення напруги синфазного сигналу К_UСФ = U_ВИХ1 / U_ВХСФ = U_ВИХ2 / U_ВХСФ.

Оскільки для синфазного сигналу в ДП діє ВЗЗ, то

К_UСФ =h₂₁ R_К / R_ВХ.ЗЗ ,

де R_ВХ.ЗЗ – вхідний опір ДП для синфазного сигналу.

Вважаючи І_ВХ = І_б,R_ВХ.ЗЗ = U_ВХСФ/ І_б.

На практиці повного знищення постійного рівня синфазного сигналу не відбувається тому, що параметри навіть інтегральних транзисторів і резисторів не можуть бути ідеально узгоджені між собою. Тому деяка частина вхідного синфазного сигналу також підсилюється, вносячи у вихідну диференційну напругу синфазну складову:

U_ВИХ = К_UД (U_ВХ1 - U_ВХ2) + К_UСФ U_ВХСФ, U_ВХСФ =0,5(U_ВХ1 + U_ВХ2)

де К_UСФ ≈ Rк/2 R_Е – коефіцієнт підсилення синфазної вхідної напруги.

Коефіцієнт ослаблення синфазного сигналу: К_О.Сф.С = К_UД/ К_UСФ ≈ R_Е./ r_Е,

він характеризує якість роботи ДП і показує його здатність виділити слабкий протифазний сигнал на фоні сильної синфазної перешкоди.

Чим більше значення коефіцієнта ослаблення синфазного сигналу К_О.Сф.С , тим кращий диференційний підсилювач.

Для кращого подавлення синфазної напруги (перешкоди) необхідно включати великий опір в коло емітера. Резистор R_Е >> h_11Е - призначений для стабілізації емітерного струму. Струм через нього дорівнює: І₀ = І_Е1 + І_Е2 ≈ І_К1 + І_К

Опір резистора в колі емітера R_Е не можна брати дуже великим, тому що через емітерний опір протікає струм спокою обох транзисторів, що викликає велике падіння постійної складової напруги. Тому для подавлення синфазної складової напруги в якості емітерного резистора R_Е використовують схеми генераторів стабільного струму (ГСС)(схема на транзисторах), які мають малий опір для постійної складової і великий опір для змінної складової (диференційний опір) (рис.1).

 

 

 

 

 

Схема з симетричними Схема з симетричним входом Схема з несиметричним входом входом і виходом і несиметричним виходом і симетричним виходом, несимет-

ричним входом і виходом

 

 

 

Фазоінверсні каскади

Двотактні схеми вимагають подачі на вхід симетричної напруги сигналу, яка може бути одержана від звичайного однотактного каскаду. Тому для передачі сигналу з виходу однотактних схем на вхід двотактних використовують спеціальні, фазоінверсні каскади, що мають несиметричний вхід і симетричний вихід.

Фазоінверсні каскади можуть бути трансформаторними, безтрансформаторними.

Простим фазоінверсним каскадом є однотактний каскад з вихідним трансформатором, що має симетричну вторинну обмотку (використовують в транзисторних ПЗЧ). Проте трансформаторний фазоінверсний каскад має високу вартість і обмежений діапазон робочих частот і на практиці використовуються рідко. В даний час застосовують безтрансформаторні інверсні каскади.

Схема однотактного безтрансформаторного фазоінверсного каскада зображена на рис.13.22 з розділеним навантаженням.

 

Фазоінверсний каскад повинен давати на виході дві напруги, рівні по величині і зсунуті між собою за фазою на 180⁰.

Напруги U_вих1 i U_вих2 Відповідно рівні:

U_вих1 = Е_К – І_КR_К, U_вих2 = І_ЕR_Е.