Аналоговые компараторы напряжений

 

Компараторами напряжений называют интегральные микросхемы, предназначенные для сравнения двух напряжений и выдачи результата сравнения в логической форме: больше или меньше. Компаратор напряжения чувствителен к полярности напряжения, приложенного между его сигнальными входами. Напряжение на выходе будет иметь высокий уровень U _1вых всякий раз, когда разность напряжений между неинвертирующим и инвертирующим сигнальными входами положительна, и наоборот, когда разностное напряжение отрицательно, то выходное напряжение компаратора соответствует логическому нулю U _0вых.

 

Аналоговые компараторы описываются набором параметров, которые нужно учитывать при их использовании. Основные параметры можно разделить на статические и динамические. К статическим параметрам относятся такие, которые определяют его состояние в установившемся режиме:

- пороговая чувствительность – минимальный разностный сигнал, который можно обнаружить компаратором и зафиксировать на выходе как логический сигнал;

- напряжение смещения е _см – определяет смещение передаточной характеристики компаратора относительно идеального положения (для коррекции этого смещения используют балансировку);

- входные токи I_{+ вх} и I _-вх – токи, протекающие через входные выводы компаратора;

- разность входных токов ΔI _вх = I _+вх –I _-вх – ток, протекающий через закороченные входы;

- напряжение гистерезиса U _r – разность входных напряжений, вызывающих срабатывание компаратора при увеличении или уменьшении входного напряжения;

- коэффициент ослабления синфазного сигнала К _осс – отношение синфазного сигнала U _син к дифференциальному сигналу Δ U _вх, вызывающему срабатывание компаратора К _осс = 20lg(U _син/Δ U _вх); входное сопротивление – полное входное сопротивление для малого разностного сигнала;                     

- выходные логические уровни – значения напряжения U ¹_вых и U ⁰_вых;

- выходной ток I _вых – ток, отдаваемый компаратором в нагрузку.

Некоторые из перечисленных статических параметров компаратора влияют на его суммарную погрешность. К таким параметрам относятся напряжение смещения e _смнулевого уровня и его температурный коэффициент de _см / dT, входные токи I _вх и их разность Δ I _вх, а также напряжение гистерезиса U _r,

Гистерезис компаратора проявляется в том, что переход из состояния U ⁰_выхв состояние U ¹_вых происходит при входном напряжении Δ U _вх1, а возвращение из U ¹_вых в U ⁰_вых– при напряжении Δ U _вх2. Разность Δ U _вх1 – Δ U _вх2 = U _rназывается напряжением гистерезиса (рис. 2.24). Напряжение гистерезиса входит в полную погрешность компаратора, если Δ U _вх изменяет знак. Наличие гистерезиса связано с использованием в компараторе положительной обратной связи, которая позволяет устранить дребезг U _вых при Δ U _вх=0. Наличие гистерезиса приводит к появлению зоны неопределенности, внутри которой невозможно установить значение Δ U _вх.

Основным динамическим параметром компаратора, определяющим его быстродействие, является время задержки распространения скачкообразного входного сигнала. Иногда это время называют временем переключения компаратора. Это время отсчитывают от момента подачи входного сигнала Δ U _вх до момента, когда выходной сигнал достигнет уровней U ¹_вых  или U ⁰_вых.Время задержки распространения существенно зависит от уровня входного дифференциального сигнала Δ U _вх. При увеличении напряжения Δ U _вх время задержки распространения уменьшается. При изменении входного напряжения на порядок время задержки изменяется примерно в 2,5 раза.

 

Классификация компараторов.  

 

 Интегральные микросхемы компараторов можно разделить по совокупности параметров на три группы:

- общего применения (t _зд.р <300нс, К _у < 100 дБ);

- быстродействующие (t _зд.р < 30 нс);

- прецизионные (К _у>100 дБ, е _см< 3мВ, Δ i _вх<10нА).

Кроме того, компараторы можно разделить на стробируемые и нестробируемые, а также с памятью и без памяти.

В табл. 1. приведены основные параметры двух быстродействующих компараторов со стробированием. Оба компаратора содержат по три дифференциальных каскада, что обеспечивает достаточно высокую пороговую чувствительность. Кроме того, они обладают повышенным быстродействием в режиме непрерывного стробирования.

Таблица 1

Основные параметры быстродействующих компараторов

Параметры	Типы компараторов
	КМ597СА11	КМ597С2А2
Выходные логические сигналы	ЭСЛ	ТТЛ
Пороговая чувствительность, мВ	0,25	0,25
Напряжение смещения, мВ	2	2
Входной ток, мкА	10	10
Разность входных токов, мкА	1	1
Коэффициент ослабления синфазного сигнала, дБ	80	80
Время задержки распространения, нс	6,5	12
Время разрешения выборки, нс	3	6
Максимальная частота стробирования, МГц	125	80
Наличие памяти	нет	есть

Компараторы общего применения имеют более скромные характеристики по сравнению с приведенными в табл. 1. Однако эти компараторы имеют свои преимущества – они потребляют меньшую мощность, могут работать при низком напряжении питания и в одном корпусе располагается до четырех компараторов. Так, счетверенные компараторы среднего быстродействия и небольшого тока потребления типа К1401СА2 имеют время задержки распространения меньше 3 мкс, ток потребления 2 мА, коэффициент усиления 90 дБ и напряжение смещения нулевого уровня меньше 5 мВ.                                                              

Многие компараторы общего применения имеют на выходе транзистор с открытым коллектором, что позволяет подключать нагрузку этого транзистора к внешнему источнику питания, напряжение которого выбирается в зависимости от типа используемой логики. Значение сопротивления нагрузочного резистора выбирают в пределах 100... 1000 Ом. Меньшие сопротивления обеспечивают более высокую скорость переключения.

Прецизионные компараторы отличаются от компараторов общего применения рядом улучшенных характеристик. Они имеют повышенный коэффициент усиления, меньшее пороговое напряжение переключения, пониженное напряжение смещения нулевого уровня и малый входной ток. Быстродействие этих компараторов обычно не очень высокое, время переключения – меньше 300 тыс. B качестве примера в табл. 2. приведены характеристики некоторых типов прецизионных компараторов. Наиболее высокие параметры имеет компаратор СМР-02 фирмы Precision Monolithics.

 Таблица 2

Основные параметры прецизионных компараторов

Параметр	Тип компаратора
	СМР-02	К554САЗ
Коэффициент усиления	500000	150000
Напряжение смещения, мВ	0,8	3
Входной ток, нА	3	10
Время переключения, нс	190	200

 

Отечественный компаратор К554САЗ немного уступает ему по пороговой чувствительности и напряжению смещения нуля. Быстродействие этих компараторов практически одинаково.

Основные особенности аналоговых компараторов связаны с отсутствием в них частотной коррекции и большим коэффициентом усиления. В отличие от операционных усилителей в компараторах практически никогда не применяют отрицательную обратную связь, так как она понижает стабильность их работы. Специализированные компараторы напряжений имеют малые задержки, высокую скорость переключения, устойчивы к большим переключающим сигналам.

Для устранения многократных переключений в момент сравнения сигналов в компараторах часто используют положительную обратную связь. Положительная обратная связь обеспечивает надежное переключение компаратора и устраняет дребезг выходного напряжения в момент сравнения. Однако при введении положительной обратной связи создается зона неопределенности, обусловленная гистерезисом. Если сигнал на входе компаратора изменяется монотонно, то наличие гистерезиса не отражается на погрешности компарирования.

Напряжения на входах компаратора из-за отсутствия отрицательной обратной связи могут существенно отличаться. Поэтому для ограничения входного напряжения на входе компаратора часто устанавливают двухсторонний диодный ограничитель, схема которого приведена на рис. 2.25.

Быстродействие компаратора существенно зависит от уровня входного дифференциального сигнала. С увеличением входного сигнала до определенного значения время переключения уменьшается. Однако дальнейшее увеличение входного сигнала может привести к насыщению компаратора и снижению его быстродействия. В связи с этим в схеме двухстороннего ограничителя, приведенного на рис. 2.25рекомендуется использовать диоды Шоттки с малым падением напряжения. Рекомендуемое значение входного напряжения указывается в справочных данных на компаратор и обычно лежит в пределах 20... 100 мВ.

Отказ от отрицательной обратной связи приводит к еще одной особенности применения компараторов напряжения – снижению их входного сопротивления и увеличению входного тока. При увеличении входного напряжения свыше порогового значения у компараторов может резко увеличиться входной ток и понизиться входное сопротивление. Происходит это по двум причинам: резкое увеличение тока базы транзисторов дифференциального каскада и включение диодов защиты.

Для компарирования аналоговых сигналов можно применять операционные усилители. В этом случае для ограничения выходного напряжения в цепь отрицательной обратной связи ОУ включают стабилитрон с напряжением включении, зависящем от типа цифрового логического элемента. Основными недостатками компараторов на ОУ являются невысокое быстродействие и большое число внешних дискретных элементов. Время переключения таких компараторов обычно имеет значение 0,5…1,0 мкс. Для устранения паразитной генерации используется внешняя положительная обратная связь, с помощью которой формируется зона гистерезиса.

Электронный ключ

Электронный ключ предназначен для коммутации (переключения) тока в нагрузке. Если ключ идеален, то его сопротивление в разомкнутом состоянии равно бесконечности, а в замкнутом равно нулю. Электронный ключ отличается от идеального.В полупроводниковой ключевой схеме роль ключа выполняет биполярный транзистор, включенный по схеме с общим эмиттером, или полевой, включенный по схеме с общим истоком. Раньше широко применялись схемы на диодах (рис.2.26).

Диодный ключ при отсутствии управляющего напряжения заперт. При подаче на аноды диодов положительного управляющего напряжения диоды отпираются и ключ замыкается. Напряжение смещения диодного ключа определяется разностью прямых напряжений на диодах D 1 и D 2.  При подобранных диодах напряжение смещения лежит в пределах 1...5 мВ. Время коммутации определяется быстродействием диодов. Для диодных ключей обычно используются диоды Шоттки или кремниевые эпитаксиальные диоды с тонкой базой. В этих диодах слабо выражены эффекты накопления носителей и их инерционность в основном определяется перезарядом барьерной емкости. Дифференциальное сопротивление открытого диодного ключа равно сумме дифференциальных сопротивлений диодов и может лежать в пределах от 1 до 50 Ом.

Основным недостатком такого ключа является прямое прохождение управляющего сигнала через нагрузку R _ни источник сигнала е _с. Для снижения напряжения помехи эту схему целесообразно использовать при малых сопротивлениях источника сигнала и сопротивления нагрузки. Кроме того, желательно увеличивать сопротивление R _yдля снижения тока в цепи управления. Однако следует учитывать, что снижение тока управления приводит к увеличению дифференциального сопротивления диодов.

Ключи на биполярных транзисторах более совершенны, чем диодные ключи и значительно чаще используются в электронных схемах. Простейший ключ на одном биполярном транзисторе приведен на рис. 2.27. Он состоит из ключевого транзистора Т 1 и схемы управления на транзисторе Т 2. По структуре транзисторный ключ похож на двухдиодный ключ, изображенный на рис. 2.26. При отсутствии тока базы транзистор Т 1 закрыт и ключ разомкнут, а при протекании через базу тока управления i _б> i _б.нас ключ замкнут. В этом случае коллекторный и эмиттерный переходы открыты и действуют так же, как открытые диоды в схеме рис. 2.26.

Рассмотрим процессы в транзисторе, происходящие при работе в ключевом режиме (рис.2.28).

Управление таким ключом (рис. 2.28, а) осуществляет сигнал U _вх. При U _вх = 0 ток базы I _Б тоже равен нулю и состояние схемы определяется точкой В (рис. 2.28,б ) пересечения нагрузочной прямой с выходной характеристикой транзистора при I _Б =0. Транзистор находится в состоянии отсечки, что равносильно разомкнутому ключу, и выходное напряжение, определяемое потенциалом точки К, равно U _{КЭ отс}, т. е. несколько меньше, чем Е_к. При U _вх ,, достаточном для создания базового тока I _Бнас, переводящего транзистор в режим насыщения, напряжение U _кэсоставляет доли вольт. В этом случае состояние схемы определяется точкой А, что равносильно замкнутому ключу, и выходное напряжение равно U _{кэ нас}, т. е. несколько выше нулевого уровня. Таким образом, транзистор ведет себя как неидеальный ключ.

Переключение транзистора из одного состояния в другое происходит не мгновенно, для этого требуется пусть небольшое, но конечное время. Именно это время определяет быстродействие всех цифровых устройств.

При протекании тока через биполярный транзистор в базе происходит накопление неосновных носителей. Причем чем больше коллекторный ток, тем больше носителей к этому моменту должно быть накоплено в базе, т. е. в базе создается заряд q _б. После того, как управляющее напряжение U _бэстановится запирающим, коллекторный ток I _к продолжает еще некоторое время оставаться неизменным за счет избытка носителей в базе. Этот отрезок времени t _р называют временем рассасывания неосновных носителей из области базы. Лишь после времени t _р происходит переход транзистора из состояния насыщения в состояние отсечки и ток I _к снижается до уровня I _ко, соответствующего запертому состоянию ключевой схемы (точка В на вольт-амперных характеристиках).

Этап рассасывания можно устранить, если транзистору после отпирания создать режим, когда он находится на границе между состоянием насыщения и активным режимом работы. Для этого в интегральных схемах используется диод Шоттки, включенный параллельно база-коллекторному переходу транзистора. Такая структура называется транзистором Шоттки (рис. 2.29, а, б).

Напомним, что в активном режиме переход база – коллектор транзистора смещен в обратном направлении, т.е. потенциал базы, подключенной к U _вх, много ниже потенциала коллектора. С увеличением тока транзистора потенциал коллектора понижается и, приближаясь к насыщению, становится ниже потенциала базы. При этом в базе начинают накапливаться избыточные неосновные носители, повышая степень насыщения транзистора. Если бы в схеме на рис. 2.29, а отсутствовал диод, то с увеличением тока потенциал точки b понизился бы настолько, что наступило насыщение транзистора. Этого в схеме не происходит, так как при незначительном (менее 0,1 В) понижении потенциала точки b относительно точки а отпирается диод Шоттки и избыточный заряд   удаляется из области базы в коллектор. Диод Шоттки в интегральном исполнении представляет собой контакт металла с коллекторной областью транзистора и составляет единую структуру.

Ключи на полевых транзисторах с управляющими p – n -переходами и с изолированным затвором в настоящее время получили преимущественное распространение в различных интегральных микросхемах. Прежде всего это связано с такими достоинствами этих ключей, как малые токи утечки, низкое потребление по цепи управления, отсутствие напряжения смещения, технологичность производства.

На быстродействие ключей существенным образом влияют переходные процессы в транзисторах. В этом отношении преимущественное применение находят полевые транзисторы с изолированным затвором, паразитные емкости у которых меньше. Наибольшее распространение получили ключи на комплементарной (согласованной) паре полевых транзисторов, один из которых имеет канал р- типаа другой – канал п -типа.

Особенностью ключей на полевых транзисторах с изолированным затвором является сильная зависимость сопротивления открытого канала от коммутируемого сигнала, что приводит к модуляции проводимости канала входным сигналом и возникновению дополнительных нелинейных искажений. Для снижения искажений, вызванных модуляцией проводимости канала, в таких ключах ограничивают    уровень входных сигналов и используют сравнительно большое сопротивление нагрузки ключа. Аналогичный эффект имеется и в полевых транзисторах с управляющим р – п -переходом, однако для его снижения на затвор подают сигнал управления, зависящий от входного сигнала.

На рис. 2.30 приведена схема ключа на полевом транзисторе Т1 с управляющим р – п -переходом и каналом p -типа. Схема управления выполнена на транзисторе Т2, а ее питание производится от источника напряжения Е. Диод D необходим для того, чтобы напряжение затвор – исток оставалось равным нулю при любых значениях входных сигналов.

Для исключения модуляции проводимости канала входным сигналом затвор через сопротивление R ₃, связан с напряжением источника сигнала е _с. Устройство управления работает следующим образом. Если напряжение управления равно нулю, то транзистор Т 2 заперт и напряжение + Е через сопротивление R ₂ и диод D подводится к затвору транзистора Т 1, который запирается его. В результате этого ключ будет замкнут. Если напряжение управления включает транзистор Т 2, то анод диода D через насыщенный транзистор Т 2 соединяется с общей шиной, в результате чего напряжение на затворе Т 1 снижается почти до нуля и транзистор Т 1 отпирается, чтоэквивалентно замыканию ключа.

Ключи на полевых транзисторах с управляющим р – п -переходом входят в состав микросхем ряда серий: 284, КР504 и, др. Так, микросхема 284 КН1 содержит три ключа на полевых транзисторах с управляющим р – п -переходом и каналом п -типа. Каждый ключ имеет параметры: сопротивление замкнутого ключа 250 Ом, ток утечки 10 нА, максимальная частота коммутации 1МГц.

Ключи на полевых транзисторах с изолированным затвором и индуцированным каналом р- и п -типа получили самое широкое распространение при создании коммутаторов. Основной особенностью этих ключей является то, что в исходном состоянии при нулевом напряжении на затворе они заперты. Обогащение канала носителями зарядов происходит только при подаче на затвор напряжения, превышающего пороговое напряжение. Токи утечки ПТИЗ определяются токами, которые протекают в закрытом транзисторе от истока и стока к подложке и имеют значение 1...10 нА при нормальной температуре. С повышением температуры они ведут себя как обратные токи 10¹¹... 10¹³Ом, что при малой толщине диэлектрика под затвором (около 1 мкм) приводит к необходимости защиты от статического электричества. Одной из таких мер является установка защитных стабилитронов или диодов между затвором и каналом, однако это приводит к увеличению тока затвора, особенно с повышением температуры.

Ключи на ПТИЗ с каналом р -типа выпускаются в виде отдельных элементов и в составе сложных коммутаторов. Так, микросхемы 168КТ2  содержат сдвоенные ключи без схем управления. Такие ключи имеют пороговое напряжение от 3 до

6 В, прямое сопротивление не более 100 Ом, время включения и выключения около 0,3...0,5 мкс. Отсутствие в этой микросхеме устройств управления усложняет ее применение. Кроме отдельных транзисторов в качестве ключей широкое распространение получили схемы (рис.2.31), содержащие параллельное соединение двух ПТИЗ с разным типом проводимости канала (комплементарные транзисторы).

В таких ключах устранены многие недостатки ключей на одиночных транзисторах: устранена модуляция сопротивления канала входным сигналом, снижены помехи из цепи управления, сопротивление ключа в открытом состоянии и уменьшен ток утечки.

Для одновременного переключения транзисторов из включенного состояния в выключенное сигнал управления подается на затвор одного транзистора непосредственно, а на затвор другого – через инвертор.

При увеличении входного напряжения сопротивление р -канального транзистора увеличивается, а n -канального транзистора уменьшается. В результате этого параллельное соединение этих транзисторов имеет почти неизменное сопротивление r ₀, в открытом состоянии, как показано на рис. 2.31, а. Поскольку транзисторы ключа управляются сигналами противоположной полярности, то импульсы помех взаимно компенсируются, что позволяет снизить уровень входных сигналов.

Ключи на комплементарных транзисторах широко используются в интегральных микросхемах. Они входят в состав микросхем серии К590, К591, К176, К561 и I564. Их сопротивление в открытом состоянии равно 20…100 Ом, они имеют время включения от 10 до 100 нс, обеспечивают выходной ток до 10 мА и потребляют по цепи питания мощность менее 1 мкВт.