Методическое пособие по курсовому проектированию 


Мы поможем в написании ваших работ!



ЗНАЕТЕ ЛИ ВЫ?

Методическое пособие по курсовому проектированию



Методическое пособие по курсовому проектированию

По ДИСЦИПЛИНЕ

“Схемотехника в системах управления”

“ Электронное устройство управления ДПТ ”

 

для студентов специальности

I–53 01 07 «Информационные технологии и управление
в технических системах»

 

Минск

Содержание

Введение. 3

1. Мощный каскад. 4

2. Модуляторы.. 12

3. Драйверы силовых транзисторов. 19

4. Расчет тепловых потерь мощного ключа. 26

5. Задатчик. 28

6. Расчет коэффициента передачи усилителя. 30

7. Выбор схемы усилителя сигнала задатчика. 33

8. Защиты.. 36

9. Построение схемы электронного блока. 40

10. Методические указания. 42

Литература. 45

Приложение 1 (Варианты заданий на курсовое проектирование) 47

Приложение 2 (Усилители на базе ОУ) 49

Приложение 3 (Двигатели) 52

Приложение 4 (Датчики температур) 55

Приложение 5 (MOSFET транзисторы N-типа) 56

Приложение 6 (IGBT транзисторы) 60

Приложение 7 (N-канальные SENSE-МДП-транзисторы) 63

Приложение 8 (Драйверы) 65

Приложение 9 (Веб адреса сайтов фирм-изготовителей) 67

Приложение 10 (Пример типовой ведомости учёта элементов) 68

Приложение 11 (Схема электрическая. Симметричный закон управления

мощным каскадом) 70

Приложение 12 (Схема электрическая. Несимметричный закон управления

мощным каскадом) 74

 

 

 

 

Введение

 

Цель курсового проектирования – ознакомление студентов с техническими проблемами при синтезе электронных приборов широкого применения, привить навыки работы с технической и справочной литературой. В учебной задаче предлагается спроектировать электронное устройство для управления двигателем постоянного тока (ДПТ). Последние в силу своих преимуществ очень широко применяются в системах автоматического управления (САУ) малой мощности.

Синтез электронных устройств обычно начинается с разработки схемы непосредственного управления наиболее мощным узлом (ДПТ). При этом приходится выбирать соответствующие элементы для обеспечения максимальных энергетических показателей и обеспечения их работоспособности при экстремальных режимах (для ДПТ – это пусковой режим). С этой целью производится расчет мощности необходимых каскадов, разрабатываются защитные мероприятия от недопустимых режимов и некоторые другие проблемы.

Обычно эта часть устройства называется мощным каскадом и по тем или другим причинам гальванически развязывается от другой (информационной) составляющей устройства (разделы 1,3,4,8).

На втором этапе синтезируется информационный каскад (подключение датчиков, разрабатываются усилительные каскады различного назначения, организуется ШИМ) (разделы 2,5,6,7).

На третьем этапе составляется электрическая принципиальная схема прибора с учетом согласования разработанных узлов, определяется количество и величины напряжения необходимых источников питания, их гальваническая развязка и точки подключения, составляется ведомость учета необходимых комплектующих элементов с учетом температурных ограничений. Если необходимо, то разрабатывается инструкция по эксплуатации устройства в диапазоне температур в соответствии с техническим заданием на курсовое проектирование (разделы 9, 10).


1. Мощный каскад

Двигатели постоянного тока (ДПТ) – специфическая нагрузка мощного каскада. В цепи якоря действуют три фактора. Первый – это напряжение питания, создающее силовой ток, приводящий якорь во вращение. Второй фактор – генерационная ЭДС противоположной полярности (противоЭДС). Она образуется при движении витков обмотки якоря в магнитном поле статора ДПТ. Направление в двигательном режиме – против напряжения питания. Величина генерационной ЭДС (противоЭДС) прямо пропорциональна скорости вращения якоря. В том случае, когда какие-либо внешние силы приведут к увеличению скорости якоря сверх той, которая определяется приложенным напряжением Еп, генерационная ЭДС может превысить напряжение питания, ток в цепи якоря изменит свое направление; теперь энергия будет не потребляться из цепи питания, а наоборот, будет возвращаться в источник. Двигатель переходит в генераторный режим и может работать при определенных условиях в рекуперативном режиме. Третий фактор – это ЭДС самоиндукции. Образуется при возникновении условий или причин к изменению тока в цепи якоря. ЭДС самоиндукции рассматривается в комплексе с законом коммутации тока, сущность которого в том, что ток в цепи с индуктивностью не может изменяться мгновенно. Или то же самое: ток до момента изменения начальных условий или причин к изменению и ток после момента изменения должны быть равны друг другу. Таким образом, ЭДС самоиндукции возникает в момент начала появления условий к изменению тока и направлена в том же направлении, что и протекающий ранее ток, если ток будет уменьшаться, или против – при увеличении протекающего тока.

В двигательном режиме второй фактор – величина генерационной ЭДС – не учитывается при выборе ключевых элементов схемы мощного каскада, так как ток будет по величине меньше пускового тока ДПТ, но обязательно учитывается направление протекания рекуперационного тока (включены дополнительные диоды и предусматриваются соответствующие режимы работы ключевых элементов). Третий фактор – ЭДС самоиндукции – если не будут предусмотрены цепи и соответствующие режимы работы ключевых элементов, может достигнуть недопустимых величин и выжечь полупроводниковые элементы мощного каскада.

В качестве мощного каскада для управления ДПТ могут применяться Т-схема или П-схема. В силу многочисленных причин (достоинства, недостатки, производство комплектующих элементов) наиболее часто применяется П-схема (рис. 1.1), а полупроводниковые приборы (ключи) должны работать как ключевые переключатели с целью уменьшения потерь на управление ДПТ (увеличивается КПД).

В настоящее время в качестве ключей используются мощные полевые транзисторы типа MOSFET или биполярные транзисторы с изолированным затвором типа IGBT. Но могут применяться и другие полностью управляемые ключи (биполярные, двухоперационные тиристоры и др.).

Для управления ключами в П-схеме чаще всего применяются два закона: симметричный и несимметричный.

При симметричном законе управления в течение времени T (период коммутации) одновременно включаются и выключаются ключи по диагонали (, .4 и , ). Если пары ключей переключаются в течение времени , то вал двигателя не будет вращаться (см. рис 1.2 б, в течение периода T ).

Для движения якоря двигателя в ту или другую сторону необходимо время , где .

При несимметричном законе управления одна вертикальная пара ключей работает в стационарном режиме, причем ключ Кл. 1 и Кл.2 (или Кл.3 и Кл.4) находятся в противоположном состоянии (включены, выключены; чаще всего нижний ключ включён). Другая пара ключей переключается в соответствии с интервалом tи в течении каждого периода коммутации Т. Такой алгоритм работы будет неизменным до тех пор, пока сигнал управления (сигнал ошибки САУ, определяющий направление и скорость ДПТ) не изменит свой знак. Для реверса скорости якоря необходимо поменять управление вертикальных ключей. Для остановки вращения вала двигателя, верхние ключи стандартно оставляют разомкнутыми, а якорная цепи закорачивается замкнутыми нижними Кл.2, Кл.4. Электродвигатель будет отрабатывать режим динамического торможения, пока его скорость не станет нулевой (n=0). Поэтому несимметричный закон управления по сравнению с симметричным более экономный, так как Iя=0 при n=0.

Рис. 1.1. П-схема мощного каскада

 

Исходными данными для выбора транзисторов являются напряжение питания и ток якоря. Так как схема преобразователя работает в ключевом режиме, то при расчете напряжения питания необходимо учитывать импульсный режим работы двигателя (рис. 1.2). На этом рисунке штриховая линия изображает напряжение Uнепр и ток Iнепр, которые необходимо приложить к двигателю, чтобы он развил номинальную мощность, эти номинальные величины приводятся в справочных данных ДПТ. Импульсы длительностью tи следуют с периодом T и паузой tп (минимальная величина tп=0,1T вводится для того, чтобы подготовиться к формированию очередного импульса). Из рис. 1.2 следует, что амплитуда импульса Uв должна быть больше по сравнению со значением Uнепр. Ее можно рассчитать аналитически, применив разложение Фурье, или графически. При графическом способе измеряют площадь между импульсами, заштрихованную отрицательным наклоном, и надстраивают такую же по величине площадь на вершине импульса, обозначенную положительной штриховкой. Затем измеряют Uв в соответствии с разложением в ряд Фурье сигнала (рис. 1.2, а) (гармоники сигнала не оказывают влияния на скорость ДПТ, а только порождают тепловые потери) при получаем, что для несимметричного закона управления (см. рис. 1.2, а):

 

 

  Рис. 1.2. Временные диаграммы Рис. 1.2. Временные диаграммы   t  


 

 

Рис. 1.2. Временные диаграммы

 

, отсюда:

при и .

Для симметричного закона (рис. 1.2, б) получим:

при и .

Напряжение источника питания складывается из напряжения Uв и падения напряжения на открытых транзисторах.

(для IGBT) или E1=2RСИ∙IПУСК+Uв (для MOSFET).

Транзисторы и диоды выбирают на напряжение:

Uси доп=UКЭ доп = UVD обр ³ КЕ1, где К– коэффициент запаса: К=1,5-2;

(при работе с индуктивной нагрузкой при запирании транзисторов возможны кратковременные выбросы напряжения).

В качестве примера возьмем двигатель с параметрами Rя=1 Ом, Uн=24 В, Iпуск=10 А.

К сожалению, иногда в справочниках приводятся не все данные, поэтому в таких случаях в учебных целях можно принять:

,

а в случаях отсутствия величины Iпуск и Rя – воспользоваться формулами:

,

или, в крайнем случае, принять Iпуск = (8–10)Iн.

Исходя из технических данных двигателя [6], нужно выбрать VT по параметрам:

1. .

2. .

Для примера необходимо найти транзистор с параметрами (например, симметричный закон управления, К=1,5 и ориентировочно Uси(UКЭ)=2 В):

IК max (IС max)=1,3∙ Iпуск=1,3∙10 ³ 13 A и UКЭ max (UСИ max)=1,25UН∙К=1,25∙24∙1,5³ 45 B.

Если пренебречь такими критериями, не отображаемыми в курсовом проекте, как габариты и цена, то рекомендуется выбирать транзисторы по следующим критериям:

1. При напряжении UСИ(UКЭ)≤100 В наиболее подходят мощные полевые транзисторы MOSFET с образно- включёнными диодами. Среди них желательно выбирать с минимальным значением RСИ (уменьшаются потери в открытом состоянии VT, повышается КПД устройства). Следует при этом учитывать корреляцию: чем больше UСИ допустимое транзистора, тем будет больше значение RСИ .

2. При напряжении UСИ(UКЭ)>100В необходимо после расчёта напряжения сток-исток открытого VT (см. 1.1) сравнить напряжение UКЭ нас транзистора IGBT, который подходит по критериям выбора (UСИ max, IСИ max). Если UСИ откр>UКЭ нас, то выбирают транзистор IGBT.

3. Для транзисторов MOSFET в структуре всегда присутствует встречно-включенный диод, поэтому ключи на основе IGBT следует выбирать те, в которых на стадии изготовления специально формируют встречно-включенный диод, параметры последнего согласуют с параметрами VT.

4. Если в справочных пособиях нет транзисторов, которые удовлетворяют требуемой величине IК max (IСИ max), то производят параллельное включение менее мощных, а в цепь затвора каждого транзистора необходимо включать сопротивление в соответствии с расчётами (см. раздел 3).

Затем выписываются следующие данные, которые могут потребоваться в дальнейших расчетах: UКЭ max (UСИ max), для IGBT, в открытом состоянии для MOSFET, , , , , , (общий заряд в цепи затвора), , , , .

Но эти величины приводятся, как правило, при температуре t=25˚С. Многие характеристики транзистора значительно зависят от температуры p-n переходов структуры. Поэтому некоторые параметры (главные для расчетов) уточняют по диаграммам, приводимым в справочных данных. Для IСИ max она имеет вид рис.1.3.

Отмечая на ней пусковой ток двигателя, определяем, что в транзисторе необходимо поддерживать максимальную температуру Т1˚С. И уже эта величина будет учитываться в дальнейших уточнениях и расчетах.

 

 

Рис.1.3. Справочная зависимость ICИ=f(t˚C)

 

Также необходимо скорректировать величину сопротивления сток-исток в открытом состоянии транзистора типа MOSFET по рис. 1.4 (справочная зависимость) с учетом величины Т1˚С в формуле вычисления мощности ключа.

 

Рис.1.4.Справочная зависимость Rси=f(T˚C)

 

Тогда окончательная величина Rcu для дальнейших расчётов равна:

 

,

а напряжение открытого ключа:

(1.1)

Для транзисторов IGBT в справочных данных часто не приводят таких характеристик, но их можно построить самостоятельно. Так, по данным Iк при t=25˚С и Iк при t=110˚С можно построить зависимость рис. 1.3 и уточнить температуру Т1˚С. Величина U кэ нас мало зависит от температуры и её обычно не корректируют.

Зависимости рис. 1.3 и 1.4 приводятся в справочниках или на сайтах фирм-производителей (приложение 10). Коррекцию величины RСИ нас необходимо привести в расчетно-пояснительной записке.

После выбора транзистора (транзисторов) необходимо уточнить величину напряжения питания выходного каскада с учетом потерь в схеме:

— для транзисторов IGBT;

— для транзисторов MOSFET.

Затем рассчитанная величина напряжения питания заменяется на ближайшую по стандарту в сторону увеличения (в процессе проектирования, возможно, потребуются еще дополнительные элементы (VD, VT и R), которые будут включаться в схему мощного каскада), т.е. [ стандартная величина ].

Некоторые значения напряжений постоянного тока, определяемые стандартом, которые могут потребоваться в курсовом проекте: 4, 5, 9, 12, 15, 20, 24, 27, 30, 40, 48, 60, 80, 100, 150, 200.

Величина периода коммутации ключей T () оказывает большое влияние на энергетические (КПД) и качественные (пульсация скорости вращения вала двигателя Dn) показатели системы. Считается, что при импульсном управлении поведение двигателя практически будет мало отличаться от линейного при выполнении следующего условия:

. (1.2)

При выполнении (1.2) изменение среднего тока в якоре Iнепр определяется в основном постоянной времени якоря Тя=Lя/Rя. Зависимость (1.2) – это очень неточная оценка, приближенно отражающая качественные показатели САУ.

Для уточнения величины Т могут применяться различные подходы. Например, можно непосредственно задаться величиной пульсации тока в якорной цепи DIя= (см.рис.1.2,в), причем Iкон= , Iнач= . Для расчетов величину К можно принять в пределах К= , что составит значение Iкон или Iнач в пределах (10–1)% от Iнепр. Такой подход эквивалентен заданию пульсации статического момента на валу двигателя DМст, так как М=СмIя, что с помощью механических характеристик (зависимость n=f(М)) легко пересчитывается в ожидаемое задание пульсации по скорости Dn. Здесь следует заметить, что в динамике из-за инерционности механики электропривода (с учетом механической постоянной Тм) эти колебания Dn будут меньшими.

При выполнении (1.2) для решения такой задачи (обеспечение DIя£(Iкон –Iнач)) проще всего воспользоваться схемой замещения двигателя постоянного тока, приведенной на рис. 1.5. Согласно рис. 1.5, для стационарного режима (переходный процесс стабилизации n завершен) справедливо выражение:

Eпит=CEn+IяRя, (1.3)

 

где СЕ – коэффициент противоЭДС, зависящий от конструктивных параметров двигателя.

Eпит
+
-
Iя
Rя
Lя
+
-
Uп ЭДС = СЕ n
Рис. 1.5. Схема замещения двигателя

 

 


Задачу нахождения Т проще всего решать для номинальных режимов работы двигателя, тогда принимается Iнепр = Iн, n = nн, M = CмIн=Mн.

Сам же переходный процесс при коммутации Eпит в такой цепи описывается экспонентой. Поэтому для нахождения величин tи и tп можно воспользоваться известной формулой Отсюда

,

где следует принять t=Lя/Rя.

Если в справочных данных двигателя не приводится значение Lя, то индуктивность обмотки якоря рассчитывается по формуле [7]:

где рекомендуется принять равным 0,6 без компенсации и 0,25 с компенсацией реакции якоря; р – число пар полюсов; . ( номинальная скорость двигателя).

На промежутке времени Dt=tи к двигателю коммутируется Eпит=Uв рис. 1.2 и ток якоря I¥Dt=tи , согласно схеме замещения (рис.1.5) при n=const, равен

 

 

Величину СЕ легко найти из (1.3), если подставить номинальные параметры двигателя:

.

Если перенести начало координат в точку A (рис. 1.2, в; ), то в формуле для расчета Dtu можно принять начальный ток экспоненты Iэкс.нач.= 0, Iэкс.кон.= DIя = Iкон. – Iнач., Iэкс. ¥Dt= tu = I¥Dt= tu – Iнач.

.

Таким же подходом можно воспользоваться при вычислении Dtп (начало координат переносится в точку В (рис.1.2, в; )). Тогда Iэкс.нач.= 0, Iэкс.кон.= DIя , Окончательно получим

.

После нахождения tи и tп величина Т рассчитывается как Т = tи + tп, а величина g как g = tи / T. Отметим, что полученная величина Т, определит минимальную величину С увеличением частоты коммутации стабильность скорости двигателя будет только увеличивается (предельная частота коммутации ключей для ДПТ общего назначения не должна превышать 10 кГц).

В [4, c.(72–80)] величина Т рассчитывается на базе другого подхода. В качестве критерия берутся дополнительные потери мощности DP, связанные с пульсациями тока в обмотке якоря относительно его среднего значения Iср. При этом автоматически учитываются потери и от пульсации скорости Dn с учетом механической постоянной Тм в отличие от выше рассмотренной методики, где nср двигателя принималась за постоянную величину nср=const за период Т. Окончательная формула для расчета DP имеет следующий вид:

,

а максимальные потери DPmax (соответственно и максимальные величины DIя и Dn) будут при g=0,5, т.е.

.

Попутно следует отметить, что DPmax при одинаковой величине Т при симметричном законе в 4 раза превышают аналогичные потери при несимметричном. И это различие будет значительно увеличиваться при малых входных сигналах (малых Uср дв), так как g для симметричной коммутации g®0,5, а при несимметричной g®0.

В последнем выражении величина – это потери мощности в обмотке якоря от тока, равного пусковому. Поэтому максимальные потери иногда удобно представлять в относительных единицах. Тогда можно записать:

.

В таких же относительных единицах можно представить и номинальные потери двигателя:

.

Теперь, если потребовать, чтобы относительные максимальные дополнительные потери были в К раз меньше , где К=0,1–0,01 (от 10 до 1 процента), то можно получить формулу для расчета Т, т.е.

.

Очевидно, что с увеличением fком дополнительные потери DP уменьшаются (уменьшаются DIя и Dn), т.е. и этот расчет определяет минимальную границу частоты коммутации транзисторов мощного каскада.

В курсовом проекте студенты должны рассчитать Т по двум методикам и обосновать выбор величины Т, принимаемой для дальнейших расчетов. Например, система проектируется для получения стабильной скорости вращения, тогда принимаем в дальнейшем Т=Т1 – по первому методу, или для получения максимального КПД принимаем Т=Т2 – по второму методу, либо (если Т2< Т1) примем Т= Т2 и получим еще лучшую стабильность скорости при минимальных потерях в двигателе (возможны и другие обоснования). В общем случае, как отмечено выше, в расчетах значения Т1 и Т2 определяют минимальную частоту коммутации ключей, но взяв меньшую величину Т за период, можно обеспечить одновременно два критерия выбора fком.

Модуляторы

За время развития промышленной электроники изобретено много разновидностей схем широтно-импульсных модуляторов на базе транзисторов, операционных усилителей, интегральных логических элементов и т.д. В настоящее время фирмы разных стран производят специализированные многофункциональные интегральные схемы, которые легко приспособить для создания ШИМ. В настоящем пособии студентам предлагается ознакомиться с микросхемой TL494 (аналог 1114ЕУ4), которая является двухтактным контроллером с ШИМ (рис.2.1). С помощью микросхемы TL494 можно реализовать следующие основные функции: формирование опорного напряжения, усиление сигнала рассогласования, формирование пилообразного напряжения, широтно-импульсную модуляцию, формирование двухтактного и однотактного режима коммутации, усиление сигнала датчика тока, обеспечение ‹‹мягкого›› запуска. Контроллер TL494 может работать в двухтактном режиме, когда осуществляется управление двумя силовыми транзисторами, например, стойкой моста, и в однотактном (управление одиночным транзистором). С этой целью в контроллере предусмотрен специальный вход OTC (см. рис. 2.1). В двухтактном режиме на вход OTC нужно подать сигнал логической «1» с выхода VREF источника опорного напряжения, а в однотактном – логический «0» (общая точка микросхемы GND).

Рис. 2.1. Функциональная схема ШИМ–контроллера TL494

 

IN1, IN2 – прямой вход усилителей ошибки У1, У2;

IN1, IN2– инверсный вход усилителей ошибки У1 и У2;

FB – вход обратной связи усилителей ошибки У1 и У2;

DTC – вход управления «мертвого» времени;

RТ – подключение времязадающего резистора генератора;

СТ – подключение времязадающего конденсатора генератора;

GND – общая точка микросхемы контроллера;

С1, С2 – коллектор выходных транзисторов VT1 и VT2;

Е1, Е2 – эмиттер выходных транзисторов VT1 и VT2;

OTC – выбор режима работы;

Vсс – напряжение питания микросхемы;

VREF – выход источника опорного напряжения.

В двухтактном режиме работы логические элементы «2ИЛИ–НЕ» переводят в открытое состояние транзисторы VT1 или VT2 только тогда, когда выходные сигналы или триггера Т находятся в состоянии логического «0» (см. рис. 2.2 г–ж). При этом выходная частота управляющих импульсов (Т)-1 равна половине частоты генератора (Т0)-1. В однотактном режиме на базах транзисторов VT1 и VT2 формируются одинаковые управляющие сигналы (см. рис. 2.2 е, ж). Выходные транзисторы VT1 и VT2 на выходе контроллера могут быть включены по схеме с общим эмиттером или эмиттерного повторителя.

Из временных диаграмм сигналов (см. рис. 2.2) видно, что уменьшение сигнала обратной связи YFB приводит к увеличению ширины выходных импульсов.

 

Рис. 2.2. Временные диаграммы сигналов ШИМ–контроллера TL494;

ХХХ – сигналы триггера не влияют на управление VT1 и VT2

 

Компаратор регулировки «мертвого» времени KH1 имеет постоянное смещение 0,12 В (см. рис. 2.1), что ограничивает минимальное «мертвое» время tD на уровне 4% от периода Т0 генератора пилообразного напряжения. В результате максимальная длительность управляющего импульса tи.max = 0,96.T0 для однотактного режима и 0,48.T0 для двухтактного. «Мертвое» время tD позволяет устранить режим сквозного тока, возникающий в результате переходного процесса включения и выключения транзисторов стойки моста, при условии, что сигнал обратной связи YFB становится меньше сигнала установки «мертвого» времени YDTC (см. рис. 2.2 б, е, ж).

Для большинства однотактных контроллеров «мертвое» время позволяет ограничить минимальную длительность управляющего импульса tи.min, которая определяется не столько свойствами контроллера, сколько частотными свойствами мощных ключей. В области малых значений длительности импульса tи.min нарушается точность воспроизведения импульса управления и, следовательно, характеристика преобразования модулятора и мощного ключа. Поэтому для многих контроллеров при значениях tи < tи.min на выходе модулятора не происходит формирование управляющего импульса. Предельные значения параметров приведены в таблице 2.1.

1. Для симметричного закона управления мощными ключами рекомендуется следующая схема включения контроллера ТL494 (рис 2.3).

Значения RTи CTопределяются по формуле:

.

где Т – период коммутации мощных ключей. Задаваясь величиной СТ, можно рассчитать величину резистора RT.

Таблица 2.1

Напряжение питания Vcc 41В
Входное напряжение усилителя (Vcc+0.3)В
Выходное напряжение коллектора 41В
Выходной ток коллектора 250мА
Общая мощность рассеивания в непрерывном режиме 1Вт
Рабочий диапазон температур окружающей среды: -c суффиксом L -с суффиксом С   -25..85С 0..70С

 

Входы IN2 и подключены к земле (или на можно подать напряжение +5В от клеммы 14 через резистор с сопротивлением 1-5 кОм), за счет источника 80мВ усилитель (компаратор) У2 будет выключен из работы контроллера. На вход DTC (клемма 4) не подается сигнал, и этим исключается из работы контроллера компаратор КН1, а так как вход ОТС подключен к земле, то используется однотактный режим работы контроллера и выходные транзисторы VT1 и VT2 будут включены в параллельную работу.

 

Рис. 2.3. Принципиальная схема включения контроллера ТL494 в качестве модулятора

для симметричного закона управления

 

Резисторы R3=R4=R5 (можно принять без расчета порядка 2-10 кОм) помогают на базе операционного усилителя (компаратора) У1 реализовать схему инвертирующего суммирующего усилителя с коэффициентом усиления Ку1=-1 (применяя другие величины резисторов R3, R4, R5 можно изменять коэффициенты усиления по соответствующим входам).

На резисторах R1 и R2 реализуется схема делителя. При их расчете следует учитывать то обстоятельство, что при симметричном законе управления мощным каскадом при Uy=0 необходимо иметь ширину импульса равную 0,5Т (50% от периода Т). Тогда используя следующее соотношение (с учетом технических данных TL494):

4% (соответствует)—120 мВ;

50% (соответствует)—x.

Откуда (В) и делитель R1 и R2 должен понизить напряжение с -5В до -1,5В (R1 и R2 должны быть на порядок меньше значения R3). При расчете усилителя от задатчика необходимо получить (В) (так как tu max=0,9T,или 90% от периода Т, деленное на 2). Стабилитроны VD1 и VD2 должны гарантировать величину в этом пределе(часто устанавливается на выходе усилителя, формирующего Uy).

Как отмечено выше, на базе внутреннего усилителя (компаратора) с помощью внешних дополнительных резисторов (R3, R4, R5) реализована схема инвертирующего суммирующего усилителя (рис. 2.4 а). Сигнал от делителя (-1,5 В) помогает получить на выходе суммарный сигнал в пределах (+0,2…+2,7) при изменении Uy от 0 до 1.35 В, что обеспечит его ШИМ-преобразование. Но такая схемная реализация требует дополнительный источник -5 В.

На рис. 2.4, б та же задача может быть решена на базе дифференциального (разностного) усилителя, [3].

 

а) б)

 

Рис.2.4. Схемы усилителей: инвертирующий суммирующий (а);

дифференциальный (разностный) (б)

 

Такая схемная реализация выполняет ту же задачу, но источник +5В формируется в ШИМ-контроллере (вывод 14).

Сигналы Uу 1 и Uу 2 с выходных транзисторов контроллера VT1 и VT2 всегда будут в противофазе (VT1 включен по схеме с общим эмиттером, VT2 – по схеме эмиттерного повторителя). Такая схема включения транзисторов не требует использования специальной схемы «НЕ» (см. описание лабораторного макета). Минимальные величины R6 и R7 рассчитывают исходя из технических данных контроллера: .

Не следует принимать UП = 41В и I = 250мА (это предельные значения, резисторы R6 и R7 будут иметь большую мощность рассеивания). Обычно за Un берется стандартное значение, выбранное для питания других узлов (микросхем) (5, 10, 15, 20 (В)), а ток I вых. должен обеспечивать с запасом (1,5-5) входной ток последующей микросхемы (в курсовом проекте учитывается I вх. драйвера).

2. ШИМ-контроллер TL494 можно использовать и при несимметричном законе управления мощными ключами. Для этого случая рекомендуется схема рис. 2.5, которая использует два контроллера. Первый контроллер работает в режиме ШИМ при сигнале Uy>0, второй – при Uy<0. На базе внутреннего усилителя (компаратора) У1 (ШИМ-контроллер 1) с помощью дополнительных связей реализован усилитель-повторитель (рис.2.6), а в контроллере 2 реализован инвертирующий усилитель с коэффициентом усиления К=-1. Этим согласуется полярность входного сигнала с полярностью пилообразного напряжения (в микросхеме TL494 всегда положительное). И в зависимости от полярности Uвх будет функционировать одна из схем ШИМ-контроллера, однозначно определяя направление вращения вала двигателя. Величину резистора R1 можно без расчета принять 2-10 кОм.

 

ШИМ-контроллер 1 ШИМ-контроллер 2

 

Рис. 2.5. Схема включения ШИМ-контроллеров TL494 для несимметричного закона управления мощными ключами

 

 

а) б)

 

Рис. 2.6. Усилители на ОУ; а –усилитель-повторитель, б – инвертирующий

 

В усилителе-повторителе [3] полярность входного и выходного сигналов совпадает. Если полярность входного сигнала поменяется на отрицательную, то диод VD запирается и выходное напряжение будет близко к нулю, на выходе компаратора КН2 всегда будет напряжение логического нуля (напряжение «пилы» 0) и выходные транзисторы VT1 и VT2 будут находиться в открытом состоянии. На выходах этих транзисторов напряжение и при такой схеме включения будут в логическом отношении инверсными (, ), т. е. на драйвер 2 будет подаваться высокое напряжение и мощный транзистор VT2 будет открыт, а мощный транзистор VT1 – закрыт. Это утверждение справедливо, если драйверы будут синфазными. В противном случае следует поменять местами сигналы управления драйверов. Эта рекомендация преследует цель, чтобы и при несимметричном законе управления в этом частном случае было возможно применение бутстрепного принципа питания драйверов мощных ключей (экономия двух источников, но приходится вместо них включать два высокочастотных диода и две высокочастотные емкости).

Второй контроллер будет работать в качестве широтно-импульсного модулятора только при отрицательном сигнале Uу, так как при помощи двух дополнительных резисторов R1 на компараторе У1 (ШИМ-контроллера 2) реализован инверсный усилитель. Тогда:



Поделиться:


Последнее изменение этой страницы: 2017-01-26; просмотров: 645; Нарушение авторского права страницы; Мы поможем в написании вашей работы!

infopedia.su Все материалы представленные на сайте исключительно с целью ознакомления читателями и не преследуют коммерческих целей или нарушение авторских прав. Обратная связь - 54.89.70.161 (0.164 с.)